基于T型结构的单相五电平整流器的制作方法

本发明涉及五电平电能变换领域，具体涉及一种基于t型结构的单相五电平整流器。

背景技术：

近年来，多电平电能变换器得到较为广泛的关注，其主要存在以下优点：随着电平数的上升，开关管两端电压应力大幅度减小，仅为直流母线电压的1/(n-1)；电平数的不断增加可减小电路中总谐波含量，一定程度上降低输入滤波电感体积，进而提高功率密度；电平数上升可减小开关管开关频率，进一步降低开关损耗，提高电路工作效率；相比较于三电平变换器，在相同条件下，开关管电压变化du/dt较小，降低开关过程中的电磁干扰等问题，针对上述分析过程中传统多电平变换器存在的问题，本专利提出了一种新型单相五电平功率因数校正整流变换器，该变换器所用元件数量较少，开关电压电流应力小，功率密度高且损耗较小，成本较低。

目前，多电平变换器主要实现方式存在三种：二极管钳位型、飞跨电容型和级联h桥型。其中，二极管钳位型拓扑的主要问题在于直流母线电容电压不平衡，但其控制较简单，可扩展性较好，因此，在实际应用中被较为广泛的应用，飞跨电容型多电平实现方式主要存在每个电容至少需要两只开关管配合完成电路切换，电路结构灵活性较差且控制较为复杂，级联h桥型多电平实现多电平较为灵活，但在实现过程中所需要的开关管数量成倍数增加，在实际应用中考虑到成本问题，所以很少得到较为广泛的应用。

技术实现要素：

针对传统三电平电压应力大，谐波含量高，而五电平变换器开关数量多，功率密度低，损耗较大等问题，本发明提出一种基于t型结构的单相五电平整流器，该整流器能够提高变换器功率密度，降低功率器件的电压电流应力。本发明单相五电平整流器电路结构主要为改进现有拓扑结构中所存在的不足。由于拓扑结构采用多电平方式，所以该整流器具有输出直流电压较高、谐波含量较小、开关管应力较低、控制较为简单等优点。

本发明采取的技术方案为：

基于t型结构的单相五电平整流器，包括电感l，开关管q1、q2、q3，二极管d1～d8，电容c1、c2；

交流电源vs一侧分别连接二极管d1阳极、二极管d2阴极，该连接节点构成端点b；

交流电源vs另一侧连接电感l一端，电感l另一端分别连接二极管d3阳极、二极管d4阴极，电感l另一端与二极管d3、d4连接节点构成端点a；

开关管q1漏极分别连接二极管d1阴极、二极管d3阴极、二极管d8阳极，开关管q1漏极与二极管d1、d3、d8连接节点构成端点c；

开关管q2源极分别连接二极管d2阴极、二极管d4阴极，开关管q2源极与二极管d2、d4连接节点构成端点d；

开关管q1漏极源极分别连接开关管q3源极、开关管q2漏极，它们的连接节点构成端点e；

二极管d8阴极连接电容c1一端，电容c1另一端连接电容c2一端，电容c2另一端连接开关管q2源极；

二极管d8阴极与电容c1一端连接节点构成端点f；

开关管q3漏极连接电容c1另一端，它们的连接节点构成端点n；

所述开关管q1、开关管q2、开关管q3分别反并联二极管d5、d6、d7；

负载rl两端分别连接端点f、端点d。

所述开关管q1、开关管q2、开关管q3为绝缘栅型双极晶体管igbt、集成门极换流晶闸管igct、或者电力场效应晶体管mosfet。

所述电容c1、c2为串联直流母线分裂电容。

本发明一种基于t型结构的单相五电平整流器，技术效果如下：

1：该五电平拓扑融合二极管和全控器件，发明高可靠性能的混合h桥网络结构，本发明中应用三只开关管连接构成“t”型结构，通过直接对整流输出直流电流进行五电平功率因数校正，本拓扑结构中应用二极管d8实现功率的单向流通，同时，作为电压钳位二极管。本发明拓扑具备升压，整流，五电平功率因数校正的特点。

2：在单位功率因数校正电路拓扑结构中融入混合h桥式五电平拓扑；在h桥整流器拓扑结构中引入升压过程，应用全控器件和不控器件的融合技术，使其在结构上具有更大的灵活性；另外，拓扑结构采用不可控二极管整流桥结构，在开关管脉冲信号丢失情况下，依然可以实现对后级的功率输出，一定程度降低故障损失，提高单相五电平功率因数校正电路工作可靠性。

3：本发明所提拓扑结构采用三只开关管连接构成“t”形结构实现多电平电能变换，较传统多电平变换器，通常将分压电容中点n与整流输入侧a相连接。

4：本发明采用将中点n通过“t”型结构与整流输出直流侧相连，此结构可较好实现多电平整流，同时，具有较高可靠性。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

图1为本发明的电路拓扑结构。

图2为本发明的开关模式一流向图。

图3为本发明的开关模式二流向图。

图4为本发明的开关模式三流向图。

图5为本发明的开关模式四流向图。

图6为本发明的开关模式五流向图。

图7为本发明的开关模式六流向图。

图8(1)为本发明输入交流电压uac波形图。

图8(2)为本发明开关管g1开关脉冲电压波形图。

图8(3)为本发明开关管g2开关脉冲电压波形图。

图8(4)为本发明开关管g3开关脉冲电压波形图。

图9为本发明串联电容c1、c2电压平衡波形图。

图10(1)为本发明稳态过程中交流输入电压un波形图。

图10(2)为本发明稳态过程中交流输入电流in波形图。

图10(3)为本发明稳态过程中uab电压波形图。

图10(4)为本发明稳态过程中直流输出电压udc波形图。

图11(1)为本发明的不控整流到可控整流交流输入电流in波形图。

图11(2)为本发明的不控整流到可控整流uab电压波形图。

具体实施方式

如图1所示，基于t型结构的单相五电平整流器，包括电感l，开关管q1、q2、q3，二极管d1～d8，电容c1、c2；

交流电源vs一侧分别连接二极管d1阳极、二极管d2阴极，该连接节点构成端点b；

交流电源vs另一侧连接电感l一端，电感l另一端分别连接二极管d3阳极、二极管d4阴极，电感l另一端与二极管d3、d4连接节点构成端点a；

开关管q1漏极分别连接二极管d1阴极、二极管d3阴极、二极管d8阳极，开关管q1漏极与二极管d1、d3、d8连接节点构成端点c；

开关管q2源极分别连接二极管d2阴极、二极管d4阴极，开关管q2源极与二极管d2、d4连接节点构成端点d；

开关管q1漏极源极分别连接开关管q3源极、开关管q2漏极，它们的连接节点构成端点e；

二极管d8阴极连接电容c1一端，电容c1另一端连接电容c2一端，电容c2另一端连接开关管q2源极；

二极管d8阴极与电容c1一端连接节点构成端点f；

开关管q3漏极连接电容c1另一端，它们的连接节点构成端点n；

所述开关管q1、开关管q2、开关管q3分别反并联二极管d5、d6、d7；

负载rl两端分别连接端点f、端点d。

所述开关管q1、开关管q2、开关管q3为绝缘栅型双极晶体管igbt、集成门极换流晶闸管igct、或者电力场效应晶体管mosfet。

所述电容c1、c2为串联直流母线分裂电容。分裂电容采用两个电容值相同的电容串联构成，由电容串联分压可知，串联电容值相同的电容，串联电压各承受一半，其主要做到将直流侧电压进行分压，形成母线电压一半的中点，作为完成±udc/2电平的变化。基于t型结构的单相五电平整流器，包括以下开关模式：

开关模式一：电路工作在电网电压正半周期，开关管q1、q2导通,二极管d2、d3导通，电容c1、c2向负载rl供电，电流i1＝i2＝-idc下降，电感l电流is线性上升,电感l储能，电压uab＝0v，开关管q3漏极-源极电压

开关模式二：电路工作在电网电压正半周期，开关管q1导通，二极管d2、d3、d6导通，电感l释放能量对电容c2充电，电流is＝i2＝i3上升，电容c1放电，电流-i1＝idc减小，电压uc2上升、uc1下降,开关管q2漏极-源极电压

开关模式三：电路工作在电网电压正半周期，二极管d2、d3、d8导通，电容c1、c2充电，电流is＝i1+idc，电压uc1、uc2上升,开关管q1漏极-源极电压uab＝udcv；

开关模式四：电路工作在电网电压负半周期，开关管q1、q2导通，二极管d1、d4导通，电容c1、c2向负载rl供电，电流i1＝i2＝-idc下降，电感l电流is线性上升，电感l储能，uab＝0v；

开关模式五：电路工作在电网电压负半周期，开关管q2、q3导通，二极管d1、d4、d8导通，电感l释放能量对电容c1充电，-is＝i1+idc，电压uc1上升，开关管q1漏极-源极电压

开关模式六：电路工作在电网电压负半周期，二极管d1、d4、d8导通，电容c1、c2充电，其电流i1＝i2，-is＝i1+idc，电压uc1、uc2上升，开关管q1漏极-源极电压uab＝-udcv。

所述基于t型结构的单相五电平整流器，使用二极管d8进行如下电路保护：

其一，采用二极管d8，保证功率的单向流通，使电容c1、c2的电流只会向负载rl流动，而不会使其倒灌回流；

其二，电路故障时，对电容c1、c2可以起到很好的保护；

其三，模态切换过程中，作为升压钳位二极管；

其四，在开关模式一、开关模式四时，电感l储能过程中电压低于直流母线电压时，起到电压钳位作用。

实验参数：

交流电源vs峰值200v，输出直流电压vdc为220v，电阻负载为20ω，滤波电感为2.5mh，分裂电容c1＝c2＝1000μf，开关频率为20khz。

图8(1)、8(2)、8(3)、8(4)对应拓扑结构在交流输入电压变化过程中的开关管脉冲信号分配，其中8(1)为交流输入电压uac波形，图8(2)、8(3)、8(4)为交流输入电压uac对应时刻不同开关管的脉冲信号分配波形图。

图9为直流侧串联电容c1、c2在上电前进行预充电，最终达到稳定输出电压，并实现两电容电压自平衡过程波形图，由图可得，在电容电压uc1、uc2初始电压分别为250v、150v时电路进行上电工作，在上电工作后一段时间实现电容电压的自平衡，且最终是向电压udc稳定输出，此过程表明，本电路结构可实现较好的直流侧输出电压稳定。

图10(1)、10(2)、10(3)、10(4)为所提电路结构在稳定工作过程中关键点电压电流波形图，其中，图10(1)为稳定输出过程中交流输入电压un波形图，由图10(1)可知，交流电压保持较好的正弦化。图10(2)为稳定输出过程中交流电流in输入波形，由图10(2)可得，交流输入电流可实现较好正弦化，且与图10(1)交流输入电压波形同向相位。图10(3)为稳态输入过程中整流输入电压uab电压波形，由图10(3)可得，电压uab可实现五电平输出，验证所提电路结构功能。图10(4)为稳态输入时，整流输出电压udc波形，由图10(4)可得，本电路结构可实现直流侧电压的稳定。

图11(1)、图11(2)为电路结构在0.1s时，由不可控整流过程到可控整流过程中交流输入电流in波形和五电平uab电压波形图，图11(1)为交流输入电流波形图，由图11(1)可得，0.1s前输入电流波形存在较大畸变现象，0.1s以后进入可控整流过程，交流输入电流波形实现较好正弦化，此过程表明，本电路结构在不可控到可控过程中，可实现较好的功率因数校正。图11(2)为本切换过程中电压uab波形图，由图11(2)可得，在0.1s之前电压波形存在较大畸变，且无法实现正弦化，0.1s之后，本发明电路结构可实现uab电压五电平变化，此过程表明，本发明电路结构在可控时可实现uab电压五电平。