一种隔离型直流到直流的变换器电流重构电路及方法与流程

本发明涉及一种隔离型dc/dc变换器的电流采样和电流保护技术，尤其涉及一种隔离型直流到直流的变换器电流重构电路，并涉及采用了该隔离型直流到直流的变换器电流重构电路的变换器电流重构方法。

背景技术：

电流采样和电流保护在隔离型直流到直流(dc/dc)变换器中是必要的功能，特别是基于电流模式控制的隔离型dc/dc变换器，干净无延时的电流波形对于变换器的稳定性起到决定性的作用。目前常用的电流采样方式主要有拓扑开关模块2串联电阻或者串联电流互感器，少数使用成本较高的电流传感器获取电流波形。拓扑开关模块2直接串联电阻的方式最为简洁而且经济，但是针对于开关速度快、输入电压高、变压器寄生电容大以及开通电流震荡极其严重的应用场合，串联电阻上的电压波形难以达到参与电流模式控制的要求，给系统的稳定性带来致命的影响。另外电流互感器采样的方式成本也比较高，而且对开通电流震荡的抑制也非常有限。

基于传统电流采样方式在高压高频率隔离dc/dc上应用的限制，无法获得干净且无干扰的电流波形，进而影响系统的稳定性。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是需要提供一种稳定可靠且成本合理的隔离型直流到直流的变换器电流重构电路，并进一步提供用了该隔离型直流到直流的变换器电流重构电路的变换器电流重构方法。

对此，本发明提供一种隔离型直流到直流的变换器电流重构电路，包括：高频变压器t1、拓扑开关模块、电流模式控制器、电流重构电路、电源输入端、拓扑整流模块和输出负载电阻，所述高频变压器t1包括原边绕组ts1、副边绕组ts2和辅助绕组ts3，所述电源输入端通过拓扑开关模块连接至所述高频变压器t1的原边绕组ts1，所述拓扑开关模块与所述电流模式控制器相连接，所述电流模式控制器通过所述电流重构电路连接至所述高频变压器t1的辅助绕组ts3，所述高频变压器t1的副边绕组ts2通过所述拓扑整流模块连接至所述输出负载电阻，其中，所述电流重构电路的时间常数大于所述拓扑开关模块中变换器开关的时间周期ts。

本发明的进一步改进在于，所述电流重构电路包括电容c3和电阻r3，所述电容c3的一端和电阻r3的一端分别连接至所述电流模式控制器，所述电容c3的另一端接地，所述电阻r3的另一端连接至所述高频变压器t1的辅助绕组ts3。

本发明的进一步改进在于，所述电容c3与所述高频变压器t1的辅助绕组ts3之间的连接点为系统参考地gnd，所述电容c3与所述电阻r3之间的连接点为所述电流重构电路的输出端。

本发明的进一步改进在于，所述电流模式控制器包括比较器和rs触发器，所述比较器的同向输入端连接至所述电容c3的一端和电阻r3的一端，所述比较器的反向输入端连接至参考电流端，所述比较器的输出端通过所述rs触发器连接至所述拓扑开关模块的pwm驱动端。

本发明的进一步改进在于，所述电流重构电路实现电流三角波ipri的重构，其中电流三角波ipri中包含电流波形中的交流分量和直流分量；然后将重构的三角波的电容电压vcs作为电流反馈信号接入至所述比较器中，实现pwm控制信号的发生。

本发明的进一步改进在于，所述电源输入端包括输入电源vin和输入电容c1，所述输入电容c1的两端分别与所述输入电源vin的正负极相连接。

本发明的进一步改进在于，所述电源输入端还包括电阻r4，所述输入电源vin的负极通过所述电阻r4连接至所述输入电容c1的接地端。

本发明的进一步改进在于，所述高频变压器t1的原边绕组ts1输入端与所述拓扑开关模块的输出端相连接，且与所述高频变压器t1的辅助绕组ts3耦合，该原边绕组ts1与辅助绕组ts3之间的匝比为n：1，n为大于1的自然数。

本发明的进一步改进在于，所述电流重构电路的时间常数等于lm/n，其中，lm为所述高频变压器t1的原边绕组ts1激磁电感。

本发明还提供一种隔离型直流到直流的变换器电流重构方法，采用了如上所述的隔离型直流到直流的变换器电流重构电路，并通过所述高频变压器t1的辅助绕组ts3获得其方波电压vaux，该方波电压vaux为所述高频变压器t1的原边绕组ts1电压vpri所对应的1/n倍的方波电压；然后对所述高频变压器t1的辅助绕组ts3方波电压vaux的波形积分，并在乘以匝比n后除以所述高频变压器t1的原边绕组ts1的励磁电感lm，进而重构出所述高频变压器t1的原边绕组ts1的三角波的电容电压vcs。。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：通过隔离型dc/dc变换器的辅助绕组设计，进而能够实现电压积分，从而实现对变压器等效电流的重构，有效的消除传统电流采样中所存在的开通电流尖峰和震荡等问题，使电流模式的隔离型dc/dc变换器系统稳定工作；在此基础上，通过在辅助绕组的输出串联电阻电容，实现对变压器绕组电压的等效积分功能；通过在电源输入侧串联电阻叠加辅助绕组重构电流，实现变换器输入电流的限流保护功能，能够很好地实现结构简单、降低成本、无干扰以及稳定性好的隔离型直流到直流的变换器电流重构电路，本发明还进一步提供用了该隔离型直流到直流的变换器电流重构电路的变换器电流重构方法。

附图说明

图1是本发明一种实施例的电路结构示意图；

图2是本发明一种实施例的优化电路结构示意图；

图3是本发明一种实施例的时序控制示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。

在传统的电流采样方式中，通常是在变压器原边的常用拓扑开关模块源极串联采样电阻或者电流互感器，测量采样电阻或者电流互感器两端电压来得到实际流过常用拓扑开关模块的电流波形。在输入电压高，开关频率高的隔离型dc/dc变换器中，往往变压器原边绕组匝数多，匝间电容大，开关速度快，电压上升下降率高，导致常用拓扑开关模块开通时刻，电流出现非常严重的电流尖峰，实际上出现的电流尖峰往往远大于实际负载电流，从而导致电流模式控制器无法稳定工作，因此，在这种工况下，传统的电流采样方式无法满足系统稳定性的需求。

如图1所示，本例提供一种隔离型直流到直流的变换器电流重构电路，包括：高频变压器t1、拓扑开关模块2、电流模式控制器3、电流重构电路4、电源输入端5、拓扑整流模块6和输出负载电阻7，所述高频变压器t1包括原边绕组ts1、副边绕组ts2和辅助绕组ts3，所述电源输入端5通过拓扑开关模块2连接至所述高频变压器t1的原边绕组ts1，所述拓扑开关模块2与所述电流模式控制器3相连接，所述电流模式控制器3通过所述电流重构电路4连接至所述高频变压器t1的辅助绕组ts3，所述高频变压器t1的副边绕组ts2通过所述拓扑整流模块6连接至所述输出负载电阻7，其中，所述电流重构电路4的时间常数大于所述拓扑开关模块2中变换器开关的时间周期ts。

本例通过与所述高频变压器t1的原边绕组ts1匝比为n：1的辅助绕组ts3，获得所述高频变压器t1的原边绕组ts1/n的方波电压波形，将辅助绕组ts3的方波电压波形积分并乘以系数n除以原边绕组励磁电感lm，将重构出变压器原边的等效电流三角波vcs。理论推导如下：其中，ipri为变压器等效原边电流(也称电流三角波)，lm为变压器原边激磁电感，vpri为原边绕组ts1的电压，dt为对时间t的积分，n为原边绕组ts1比上辅助绕组ts3的匝数比值，vaux为辅助绕组ts3的电压，vcs为重构电路电容上的电压(也称重构的三角波的电容电压)，即为重构波形输出。通过上式推导，可以证明，该重构方案可以完全实现vcs等于ipri。

因此，本例所述高频变压器t1的原边绕组ts1输入端与所述拓扑开关模块2的输出端相连接，且与所述高频变压器t1的辅助绕组ts3耦合，该原边绕组ts1与辅助绕组ts3之间的匝比为n：1，n为大于1的自然数。

本例从电流产生的原理出发，利用简单的电路设计实现真实的干净的电流重构，从而实现高压高频隔离dc/dc应用场合的电流采样，保证系统的稳定性；能够克服现有隔离型dc/dc变换器原边电流采样存在开通尖峰和震荡，以及破坏电流模式控制稳定性的问题。

本例所述拓扑开关模块2的输入端连接输入电容c1，两端分别为vin和gnd，gnd是系统参考地，所述高频变压器t1的原边绕组ts1输入与所述拓扑开关模块2的输出连接，且与所述辅助绕组ts3耦合，匝比为n：1。所述辅助绕组ts3所在回路中，电阻r3和电容c3依次串联，且电容c3与辅助绕组ts3之间的连接点为系统参考地gnd，电容c3与电阻r3之间的连接点为电流重构电路4的输出端，电流重构电路4的输出端连接到电流模式控制器3的比较器的同向输入端，比较器的反向输入端连接电流基准iref，输出连接至rs触发器的r端，rs触发器的输出q连接到拓扑开关模块2。变压器t1的原边绕组ts1与辅助绕组ts3之间的匝比为n：1，以获得变压器t1的原边绕组ts1电压的1/n的方波电压波形，在辅助绕组ts3输出端串联电阻r3和电容c3，其中电阻r3和电容c3的时间常数远大于所述拓扑开关模块2中变换器开关的时间周期ts，从而实现变压器等效电流三角波vcs的重构。接着将重构的三角波vcs作为电流反馈信号接入比较器，实现pwm控制信号的发生。所述拓扑开关模块2和拓扑整流模块6没有特殊的设计要求，可以采用现有的常用拓扑开关和常用拓扑整流模块，比如所述拓扑开关模块2为反激拓扑开关电路或正激拓扑开关电路，所述拓扑整流模块6为全波整流电路或半波整流电路等。

也就是说，如图1所示，本例所述电流重构电路4包括电容c3和电阻r3，所述电容c3的一端和电阻r3的一端分别连接至所述电流模式控制器3，所述电容c3的另一端接地，所述电阻r3的另一端连接至所述高频变压器t1的辅助绕组ts3；所述电容c3与所述高频变压器t1的辅助绕组ts3之间的连接点优选为系统参考地gnd，所述电容c3与所述电阻r3之间的连接点优选为所述电流重构电路4的输出端。

如图1所述，本例所述电流模式控制器3包括比较器301和rs触发器302，所述比较器301的同向输入端连接至所述电容c3的一端和电阻r3的一端，所述比较器301的反向输入端连接至参考电流端，所述比较器301的输出端通过所述rs触发器302连接至所述拓扑开关模块2的pwm驱动端。

本例所述电流重构电路4实现电流三角波ipri的重构，其中电流三角波ipri中包含电流波形中的交流分量和直流分量；然后将重构的三角波的电容电压vcs作为电流反馈信号接入至所述比较器301中，实现pwm控制信号的发生。

如图1所示，本例所述电源输入端5包括输入电源vin和输入电容c1，所述输入电容c1的两端分别与所述输入电源vin的正负极相连接。根据以上电路原理连接可以推算出电容c3上的电压vcs理论值(也称重构电路电容上的电压理论值)，暂态电路方程推算如下，其中，ipri为变压器等效原边电流(也称电流三角波)，lm为变压器原边激磁电感，vpri为原边绕组ts1的电压，n为原边绕组ts1比上辅助绕组ts3的匝数比值，vaux为辅助绕组ts3的电压，vcs为重构电路电容上的电压(也称重构的三角波的电容电压)，即为重构波形输出，r3和c3分别为重构电路中的电阻值和电容值；s为拉普拉斯变换中的复数，即σ+jω。

因此，本例所述电流重构电路4的时间常数远大于所述拓扑开关模块2中变换器开关的时间周期ts，且所述电流重构电路4的时间常数优选等于lm/n时，效果最好，其中，lm为所述高频变压器t1的原边绕组ts1激磁电感。

重构电路电容上的电压vcs在开关频率及以上近似为变压器原边电流波形。在电流模式的控制中，电流环的稳定性只和电流的上升下降斜率相关，即电流的开关频率纹波相关，因此该近似电路可以完全满足电流模式控制器的稳定性需求，另外正是由于时间常数远大于开关周期，则近似电流波形的抗干扰能力极强，系统稳定性非常好。但是该近似等效电路对原边电流低频段的重构误差较大，特别是直流分量，因此以下发明电路针对直流分量做出了改进。

如图2所示，本例所述电源输入端5还优选包括电阻r4，所述输入电源vin的负极通过所述电阻r4连接至所述输入电容c1的接地端。在图1的基础上，本例图2中gnd1与系统参考地gnd之间连接采样电阻r4，等效电流三角波vcs中包含电流波形中的交流分量和直流分量。其中交流分量如上文中公式推导所得，而直流分量来自于输入电容前串联的电阻r4，输入电流通过电阻r4将形成对应的压降，通过图中接地点的连接，可以将电阻r4上的电压叠加到电流重构电路中电容c3的电压上，从而得到既有交流分量也有直流分量的重构电压vcs，将重构的三角波vcs作为电流反馈信号接入比较器301，实现pwm控制信号的发生，同时也具有输入电流的限流保护功能。

本例还提供一种隔离型直流到直流的变换器电流重构方法，其时序控制如图3所示，采用了如上所述的隔离型直流到直流的变换器电流重构电路4，并通过所述高频变压器t1的辅助绕组ts3获得其方波电压vaux，该方波电压vaux为所述高频变压器t1的原边绕组ts1电压vpri所对应的1/n倍的方波电压；然后对所述高频变压器t1的辅助绕组ts3方波电压vaux的波形积分，并在乘以匝比n后除以所述高频变压器t1的原边绕组ts1的励磁电感lm，进而重构出所述高频变压器t1的原边绕组ts1的三角波的电容电压vcs。

综上所述，本例通过隔离型dc/dc变换器的辅助绕组设计，进而能够实现电压积分，从而实现对变压器等效电流的重构，有效的消除传统电流采样中所存在的开通电流尖峰和震荡等问题，使电流模式的隔离型dc/dc变换器系统稳定工作；在此基础上，通过在辅助绕组的输出串联电阻电容，实现对变压器绕组电压的等效积分功能；通过在电源输入侧串联电阻叠加辅助绕组重构电流，实现变换器输入电流的限流保护功能，能够很好地实现结构简单、降低成本、无干扰以及稳定性好的隔离型直流到直流的变换器电流重构电路，本例还进一步提供用了该隔离型直流到直流的变换器电流重构电路的变换器电流重构方法。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。