一种H桥高增益升压变换器和开关电源的制作方法

本申请涉及dc-dc变换器技术领域，尤其涉及一种h桥高增益升压变换器和开关电源。

背景技术：

随着电子技术的发展，传统的boost变换器已经无法满足现代工业技术要求，为了提高变换器的增益，出现了如图1所示的z源dc-dc变换器，图1为传统z源dc-dc变换器的电路结构示意图，该变换器需要多个无源器件，导致变换器体积与重量的增加，且由于z源网络的结构，导致输入电流断续，增加了电流的谐波含量。为了优化图1的变换器性能，现有的改进方案如图2所示，图2为现有的升压变换器的电路结构示意图，图2的升压变换器虽然优化了变换器的体积和重量，但是依然存在输入电流断续，谐波含量较多的问题，且该变换器的增益较低，无法满足高增益应用场景的实际需求，而该变换器的开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力等于输出电压，电压应力较高，使得该变换器在高压工作条件下的推广应用受到限制。

技术实现要素：

本申请提供了一种h桥高增益升压变换器和开关电源，用于解决现有的升压变换器的谐波含量较多、增益较低和开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力较高的技术问题。

有鉴于此，本申请第一方面提供了一种h桥高增益升压变换器，包括：直流电源、第一开关管模块、第二开关管模块、第一电容、第二电容、第三电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管和电感；

所述电感的一端连接所述直流电源的正端；

所述电感的另一端连接所述第一二极管的阳极和所述第一开关管模块的第一端；

所述第一二极管的阴极连接所述第一电容的第一端、所述第二开关管模块的第一端和所述第三二极管的阳极；

所述第一开关管模块的第二端连接所述第一电容的第二端、所述第二二极管的阳极和所述第四二极管的阴极；

所述第二开关管模块的第二端连接所述直流电源的负端、所述第二二极管的阴极、所述第三电容的第一端和所述第二电容的第二端；

所述第三二极管的阴极连接所述第二电容的第一端和负载的正端；

所述负载的负端连接所述第三电容的第二端和所述第四二极管的阳极。

可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块同时开通或关断。

可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为igbt管；

所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第一端为所述igbt管的发射极，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第二端为所述igbt管的集电极。

可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为nmos管；

所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第一端为所述nmos管的源极，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块的第二端为所述nmos管的漏极。

可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为单个开关管。

可选地，所述第一开关管模块和所述第二开关管模块均为两个以上并联的开关管串；

每个所述开关管串包括两个以上串联的开关管。

可选地，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容均为极性电容；

所述第一电容的第一端、所述第二电容的第一端和所述第三电容的第一端均为正端；

所述第一电容的第二端、所述第二电容的第二端和所述第三电容的第二端均为负端。

可选地，所述电感的电感值为220μh。

可选地，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的电容值均为47μf。

本申请第二方面提供了一种开关电源，包括第一方面任一种所述的h桥高增益升压变换器。

从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：

本申请中提供了一种h桥高增益升压变换器，包括：直流电源、第一开关管模块、第二开关管模块、第一电容、第二电容、第三电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管和电感；电感的一端连接直流电源的正端；电感的另一端连接第一二极管的阳极和第一开关管模块的第一端；第一二极管的阴极连接第一电容的第一端、第二开关管模块的第一端和第三二极管的阳极；第一开关管模块的第二端连接第一电容的第二端、第二二极管的阳极和第四二极管的阴极；第二开关管模块的第二端连接直流电源的负端、第二二极管的阴极、第三电容的第一端和第二电容的第二端；第三二极管的阴极连接第二电容的第一端和负载的正端；负载的负端连接第三电容的第二端和第四二极管的阳极。

本申请中提供的一种h桥高增益升压变换器，以第一电容、第三电容、第四二极管和第二开关管模块构成传递回路，使用了与传统z源升压变换器相同数量的无源器件，增益提高为其2倍，获得了更高的电压增益，且由于直流电源连接到电感，实现了输入电流连续，减小了谐波污染的问题，且升压变换器的第一开关管模块、第二开关管模块、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容、第二电容和第三电容的电压应力均降低为输出电压的一半，解决了现有的升压变换器的谐波含量较多、增益较低和开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力较高的技术问题。

附图说明

图1为传统z源dc-dc变换器的电路结构示意图；

图2为现有的升压变换器的电路结构示意图；

图3为本申请实施例中提供的h桥高增益升压变换器的电路结构示意图；

图4为本申请实施例中提供的h桥高增益升压变换器在第一开关管模块和第二开关管模块均导通时的工作电路图；

图5为本申请实施例中提供的h桥高增益升压变换器在第一开关管模块和第二开关管模块均关断时的工作电路图；

图6为本申请实施例中提供的h桥高增益升压变换器的理论波形示意图；

其中：

vin为直流电源、s1为第一开关管模块、s2为第二开关管模块、d1为第一二极管、d2为第二二极管、d3为第三二极管、d4为第四二极管、c1为第一电容、c2为第二电容、c3为第三电容、l1为电感、r为负载。

具体实施方式

本申请实施例提供了一种h桥高增益升压变换器和开关电源，用于解决现有的升压变换器的谐波含量较多、增益较低和开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力较高的技术问题。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

在本申请的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本申请中的具体含义。

为了便于理解，请参阅图3，本申请提供了一种h桥高增益升压变换器的一个实施例，包括：直流电源vin、第一开关管模块s1、第二开关管模块s2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4和电感l1；

电感l1的一端连接直流电源vin的正端；

电感l1的另一端连接第一二极管d1的阳极和所第一开关管模块s1的第一端；

第一二极管d1的阴极连接第一电容c1的第一端、第二开关管模块s2的第一端和第三二极管d3的阳极；

第一开关管模块s1的第二端连接第一电容c1的第二端、第二二极管d2的阳极和第四二极管d4的阴极；

第二开关管模块s2的第二端连接直流电源vin的负端、第二二极管d2的阴极、第三电容c3的第一端和第二电容c2的第二端；

第三二极管d3的阴极连接第二电容c2的第一端和负载r的正端；

负载r的负端连接第三电容c3的第二端和第四二极管d4的阳极。

需要说明的是，本申请实施例中的h桥高增益升压变换器根据开关管模块的导通和关断包括两种工作模式，请参阅图4和图5，图4和图5中的虚线部分为非工作部分，可视为不存在。本申请实施例中的h桥高增益升压变换器的工作原理可以描述为：

当第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均导通时：

第一二极管d1、第二二极管d2和第三二极管d3承受反压而反向截止，第一电容c1、第二电容c2和直流电源vin分别通过“直流电源vin-电感l1-第一开关管模块s1-第一电容c1-第二开关管模块s2”回路、“第一电容c1-第二开关管模块s2-第三电容c3-第四二极管d4”对电感l1和第三电容c3进行充电，并通过“第一电容c1-第二开关管模块s2-第二电容c2-负载r-第四二极管d4”回路为负载r提供能量。

当第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均关断时：

第四二极管d4承受反压而反向截止，直流电源vin通过“直流电源vin-电感l1-第一二极管d1-第一电容c1-第二二极管d2”回路和“直流电源vin-电感l1-第一二极管d1-第三二极管d3-第二电容c2”回路对第一电容c1和第二电容c2充电，第二电容c2和第三电容c3通过“第三电容c3-第二电容c2-负载r”为负载r提供能量。

开关管模块的一个周期内开通时间dt和周期时间t的比值为占空比d，在实际的dc-dc变换器中，占空比d的实际取值小于0.5。

以下对本申请实施例中的h桥高增益升压变换器进行分析。

在开关管模块s的一个周期内，h桥高增益升压变换器的输出电压(即直流负载r的电压)为v0，直流电源vin的电压为vin，则：

当第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均开通时，有：

电感l1的电压vl1为：

vl1＝vin+vc1；

其中，vc1为第一电容c1的电压。

当第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均关断时：

电感l1的电压vl1为：

vl1＝vin-vc1。

根据电感l1的伏秒平衡原理，得：

由于在第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均开通时，第一电容c1与第二电容c2并联，在第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均关断时，第一电容c1与第三电容c3并联，则有：

显然，改变占空比d即可得到所需的直流输出电压v0。

根据开关管模块的通断状态，可以得出开关管模块和输出二极管的耐压值分别为：

联立以上式子，可以得出：

因此可以看出，第一开关管模块s1、第二开关管模块s2、第一二极管d1、第三二极管d3与第四二极管d4的电压应力均为输出电压的一半。本申请实施例中的h桥高增益升压变换器的理论波形示意图如图6所示，其中，vgs为第一开关管模块s1和第二开关管模块s2的驱动信号，vc1、vc2和vc3分别为第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3的电压，il1为电感l1的电流，id1、id2、id3和id4分别为第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和第四二极管d4的电流。

因此，本申请实施例中提供的一种h桥高增益升压变换器，以第一电容c1、第三电容c3、第四二极管d4和第二开关管模块s2构成传递回路，使用了与传统z源升压变换器相同数量的无源器件，增益提高为其2倍，获得了更高的电压增益，且由于直流电源vin连接到电感l1，实现了输入电流连续，减小了谐波污染的问题，且升压变换器的第一开关管模块s1、第二开关管模块s2、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3的电压应力均降低为输出电压的一半，解决了现有的升压变换器的谐波含量较多、增益较低和开关管、输出二极管和输出滤波电容的电压应力较高的技术问题。

作为对本申请实施例中的h桥高增益升压变换器的进一步改进，本申请实施例中h桥高增益升压变换器的第一开关管模块s1和第二开关管模块s2同时开通或同时关断。

需要说明的是，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2同时开通或关断，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2的一个周期内开通时间dt和周期时间t的比值为占空比d。

作为对本申请实施例中的h桥高增益升压变换器的进一步改进，本申请实施例中h桥高增益升压变换器的第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均为igbt管；

第一开关管模块s1和第二开关管模块s2的第一端为igbt管的发射极，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2的第二端为igbt管的集电极。

需要说明的是，igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)，是由bjt(双极型三极管)和mos(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有mosfet的高输入阻抗和gtr的低导通压降两方面的优点。

作为对本申请实施例中的h桥高增益升压变换器的进一步改进，本申请实施例中h桥高增益升压变换器的第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均nmos管；

第一开关管模块s1和第二开关管模块s2的第一端为nmos管的源极，第一开关管模块s1和第二开关管模块s2的第二端为nmos管的漏极。

需要说明的是，开关管模块的开关管除了本申请实施例中的igbt管和nmos管之外，本领域技术人员还可以在本申请实施例的基础上，根据实际使用情况将开关管替换为其他类型的开关管，在此不做具体限定。

作为对本申请实施例中的h桥高增益升压变换器的进一步改进，本申请实施例中h桥高增益升压变换器的第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均为单个开关管。

在实际应用过程中，如果升压过程中的电流较小，则开关管模块可以只由一个开关管组成，从而节约成本，简化了h桥高增益升压变换器的电路结构，控制和驱动电路易于实现，有助于h桥高增益升压变换器在工业中的应用。

作为对本申请实施例中的h桥高增益升压变换器的进一步改进，本申请实施例中h桥高增益升压变换器中的第一开关管模块s1和第二开关管模块s2均为两个以上并联的开关管串；

每个开关管串包括两个以上串联的开关管。

在实际应用过程中，如果升压过程中的电流较大，则为了避免损坏开关管模块，提高h桥高增益升压变换器的安全性，开关管模块可以有两个以上并联的开关管串构成，每个开关管串包括两个以上串联的开关管，从而可以适用于大电流和大电压的应用场景。

需要说明的是第一开关管模块s1和第二开关管模块s2的门极控制信号相同，控制简单，可以避免传统高增益变换器多开关引起的高控制难度的技术问题，具有良好的工业应用前景。

作为对本申请实施例中的h桥高增益升压变换器的进一步改进，h桥高增益升压变换器中的第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3均为极性电容；

第一电容c1的第一端、第二电容c2的第一端和第三电容c3的第一端均为正端；

第一电容c1的第二端、第二电容c2的第二端和第三电容c3的第二端均为负端。

需要说明的是，由于各电容所承受的电压相对于输出电压较小，第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3可以选为非极性电容，可以延长变换器的使用寿命。

考虑到实际应用中dc-dc变换器的应用场景不少是在高压高功率中，而有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，因此可以将第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3均选为极性电容。本领域技术人员可以根据实际应用情况进行取值，在此不做具体限定。

本申请中提供了一种开关电源的实施例，开关电源包括前述h桥高增益升压变换器实施例中的任一种h桥高增益升压变换器。

以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。