开关电源装置的制作方法

本发明涉及开关电源装置，特别涉及采用不对称半桥变换器构成的开关电源装置。

背景技术：

开关电源具有其他电源所无法比拟的优势，广泛应用于工业生产、交通医疗、通讯及消费电子等各行各业。随着电子行业的发展，越来越多的电子产品出现在我们的日常生活中，世界各国的政府机构和行业组织都纷纷制定相应的能耗规范标准，以帮助更好地控制产品的待机功耗和转换效率、节约成本以保护环境和提升市场层次。国际上针对开关电源也制定了相关能效标准，不仅要求电源满负载及较重负载具备较高效率，同时也对电源50％负载、25％负载、10％负载以及空载功耗等提出了较高要求。

开关电源的核心为开关变换器，其中不对称半桥反激变换器因其具备开关器件软开关的特点，成为目前开关电源行业的一个研究热点。

图1所示为采用现有不对称半桥变换器构成的开关电源装置电路框图，包含不对称半桥反激变换器110和控制器120，不对称半桥反激变换器110包含输入电容cin、主开关q1和辅开关q2、谐振电容cr、变压器112、整流开关d、输出滤波电容co以及隔离反馈电路113，控制器120通过隔离反馈电路113接收输出电压信息并通过控制主开关q1和辅开关q2，将输出调整至期望水平。图2所示为图1所示现有不对称半桥反激开关电源装置模式切换示意图，控制器120控制主开关q1和辅开关q2，在输出负载电流大于电流设定值io3时，使开关电源装置工作于不对称半桥反激模式(ahbfmode)，在输出负载电流小于电流设定值io3时，使开关电源装置工作于突发模式(burstmode)。目前主流研究成果不对称半桥反激模式(ahbfmode)多使用互补控制方式，即在一个开关周期的某一时刻，若主开关q1开通则辅开关q2关断，若主开关q1关断则辅开关q2开通，即主开关q1与辅开关q2互补导通。

关于不对称半桥反激变换器的具体工作原理，这里不详细说明，行业的专业技术人员可以参阅中国专利《一种不对称半桥反激电路的控制方法及电路》，申请号为201710885472.3，以便进一步了解相关背景技术。

根据目前行业的研究情况，在主功率参数设计较优的情况下(满负载及较重负载主开关恰好实现零电压开通)，不对称半桥反激变换器在满负载及较重负载通常具备较高的转换效率，但是励磁电感电流的负向峰值会随着负载的减小而变大，远超出变换器主开关实现零电压开通的需求，过多的电流将在谐振腔内流动，产生无效的损耗，从而降低效率，使得变换器的轻负载效率低和空载功耗较大。这个问题会随着变换器输入电压的升高而愈发严重。这极大的阻碍了不对称半桥反激变换器的产品化进程。

目前一些适用于反激类变换器的提高开关电源轻载效率、降低空载功耗的手段并不完全适用于不对称半桥反激变换器，如简单的通过降频控制、跳周期控制的手段实现降低反激变换器轻空载损耗，并不适用于现有不对称半桥反激变换器，这是因为现有不对称半桥反激变换器属于谐振类拓扑，降低频率会使得谐振参数失配，从而导致不对称半桥反激变换器谐振腔损耗上升，并不能产生降低轻空载损耗的效果。申请号为201610944987.1的中国专利提出一种通过升频降低不对称半桥反激变换器轻空载损耗的方案，这是谐振类变换器降低轻空载功耗的一种常规操作，也是一种无奈的举措，因为升频往往会伴随着驱动损耗的上升，减低轻空载损耗的效果不是很显著。

申请号为201910513578.x的中国专利申请提出一种不对称半桥变换器及控制方法，通过增加一个控制励磁电感电流负向峰值的单向钳位网络，该专利申请中的单向钳位网络有多种结构与连接方式，其控制策略为在励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关关断、单向钳位网络导通，钳位电流流过单向钳位网络，单向钳位网络钳位并维持钳位电流保持基本不变，在主开关导通前的一段时间，控制单向钳位网络关断，释放此钳位电流，实现主开关的零电压开通。此方案在保留现有技术方案能够实现零电压开通的同时，能实现对励磁电感电流负向峰值的有效控制，降低变换器轻空载下功率器件的电流有效值，提升变换器轻载效率，降低空载损耗，但是单向钳位网络的介入对于满负载及较重负载下变换器的效率是不利的，这一点从该专利附图11-1中可以明显看出，在输出电流2.5a-5a的范围内所述专利方案的效率是略低于现有技术方案的，即所述专利方案对于降低变换器轻负载和空载损耗有利，但是会对较重负载变换器的效率产生不利影响。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明要解决的技术问题是提供一种开关电源装置，在保留现有不对称半桥反激变换器满负载及较重负载高效率的情况下，在50％负载、25％负载、10％负载等负载点均具备高效率，即电源在全负载范围具备较高的效率，同时电源还具备极低的空载功耗。

为解决上述技术问题，本发明提供的技术方案如下：

一种开关电源装置，包含不对称半桥反激变换器和控制器；不对称半桥反激变换器用于实现将输入电压变换为输出电压，包含主开关、辅开关、变压器以及用于控制励磁电感电流负向峰值的单向钳位网络；控制器用于控制主开关、辅开关和单向钳位网络，使开关电源装置工作于某种工作模式；其特征在于：在输出负载电流大于或等于第一负载电流设定值时，控制器使开关电源装置工作于不对称半桥反激模式；在输出负载电流小于第一负载电流设定值时，控制器使开关电源装置工作于钳位不对称半桥反激模式。

为了更进一步提高轻负载效率，可以采用更为细致的分段控制策略，此时的技术方案如下：

一种开关电源装置，包含不对称半桥反激变换器和控制器；不对称半桥反激变换器用于实现将输入电压变换为输出电压，包含主开关、辅开关、变压器以及用于控制励磁电感电流负向峰值的单向钳位网络；控制器用于控制主开关、辅开关和单向钳位网络，使开关电源装置工作于某种工作状态；其特征在于：在输出负载电流大于或等于第一负载电流设定值时，控制器使开关电源装置工作于不对称半桥反激模式；在输出负载电流小于第一负载电流设定值，并且大于或等于第二负载电流设定值时，控制器使开关电源装置工作于钳位不对称半桥反激模式，且开关频率随着负载变化而变化；在输出负载电流小于第二负载电流设定值时，控制器使开关电源装置工作于钳位不对称半桥反激模式；第一负载电流设定值大于第二负载电流设定值。

较优地，在输出负载电流小于第二负载电流设定值时，开关频率为一个固定值。

进一步地，在输出负载电流小于第二负载电流设定值时，开关频率为在人类听觉频率范围以上的一个固定值。

术语解释：

不对称半桥反激模式：在一个开关循环周期中，控制器控制主开关与辅开关互补导通，控制器控制单向钳位网络始终处于关断状态，英文简称为ahbfmode；

钳位不对称半桥反激模式：在一个开关循环周期中，控制器控制主开关、辅开关和单向钳位网络交替导通或者关断，具体地，每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段、辅开关零电压开通阶段、去磁阶段、电流钳位阶段和主开关零电压开通阶段；在励磁阶段和辅开关零电压开通阶段，单向钳位网络关断；在去磁阶段，辅开关导通，单向钳位网络导通或者关断均可，单向钳位网络没有电流流过；至此阶段结束时刻，励磁电感电流达到设定值，辅开关关断，单向钳位网络处于导通状态，钳位电流流过单向钳位网络；在电流钳位阶段，单向钳位网络导通，钳位电流流过单向钳位网络，单向钳位网络保持钳位电流基本不变，至此阶段结束时刻，单向钳位网络关断；在主开关零电压开通阶段，单向钳位网络已被关断，单向钳位网络中的钳位电流被释放，使主开关电压降低至零或接近零，此时控制主开关导通，实现主开关零电压开通，英文简称为cahbfmode。

本发明的工作原理将结合具体的实施例进行分析，在此不赘述，本发明的有益效果如下：

(1)在现有的不对称半桥反激变换器的基础上增加了单向钳位网络，能够有效控制励磁电感电流的负向峰值，降低变换器轻空载下功率器件的电流有效值，大幅提升变换器轻载效率，降低空载损耗；

(2)采用更为细致的分段控制策略后，在保证满载及较重负载高效率的同时，进一步提高轻负载效率；

(3)控制实现上简单高效。

附图说明

图1为现有不对称半桥反激开关电源装置电路框图；

图2为现有不对称半桥反激开关电源装置模式切换示意图；

图3为本发明具体实施例的开关电源装置电路框图；

图4为本发明具体实施例的开关电源装置模式切换示意图；

图5为本发明具体实施例的开关电源装置ahbfmode和cahbfmode的典型工作波形图；

图6为现有技术方案与本发明方案在120v输入下效率曲线图；

图7为现有技术方案与本发明方案在160v输入下效率曲线图；

图8为现有技术方案与本发明方案在320v输入下效率曲线图；

图9为现有技术方案与本发明方案在370v输入下效率曲线图；

图10为本发明具体实施例的开关电源装置另外一种电路框图。

具体实施方式

为了使本发明更加清楚明白，以下将结合附图及具体实施例，对现有技术方案及本发明技术方案进行更加清楚、完整地描述。

以下先对具体实施方式中涉及的术语进行定义说明：

单向钳位网络的阳极：直流电流从单向钳位网络向内流入的一端为阳极；

单向钳位网络的阴极：直流电流从单向钳位网络向外流出的一端为阴极；

钳位电流：单向钳位网络中流过的电流，具体指，在去磁阶段，励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关关断，流过单向钳位网络的励磁电感电流或者经过变压器耦合到副边绕组的电流或者经过变压器耦合到第三绕组的电流；

原边绕组的阳极：励磁阶段，主开关导通，直流电流从原边绕组向内流入的一端为原边绕组的阳极；

原边绕组的阴极：励磁阶段，主开关导通，直流电流从原边绕组向外流出的一端为原边绕组的阴极；

同名端：指在同一交变磁通的作用下任一时刻变压器两个绕组中都具有相同电势极性的端头彼此互为同名端；

异名端：指在同一交变磁通的作用下任一时刻变压器两个绕组中都具有相反电势极性的端头彼此互为异名端；

图3所示为本发明实施例开关电源装置电路框图，包含不对称半桥反激变换器310和控制器320。不对称半桥反激变换器310包含主开关q1、辅开关q2、变压器312以及用于控制励磁电感电流负向峰值的单向钳位网络311。控制器320的gnd引脚接地、fb引脚输入能反应输出负载电流大小的反馈信号、gq1引脚输出第一控制信号控制主开关q1、gq2引脚输出第二控制信号控制辅开关q2、gq3引脚输出第三控制信号控制单向钳位网络311。

不对称半桥反激变换器310具体包含原边电路、变压器312、副边电路和隔离反馈电路313。原边电路包含输入电容cin、主开关q1和辅开关q2、谐振电容cr和单向钳位网络311；变压器312包含原边绕组和副边绕组；副边电路包含整流开关d和输出电容co；输入电容cin一端连接输入正+vin、另一端连接输入负-vin，主开关q1与辅开关q2串联后与输入电容cin并联，谐振电容cr与变压器tr的原边绕组串联，串联后的一端连接主开关q1与辅开关q2的连接点，串联后的另一端连接原边绕组的阳极，单向钳位网络311的阳极与阴极分别与变压器312的原边绕组的阳极和阴极连接，变压器312的副边绕组与整流开关d串联后与输出电容co并联，输出电容co一端连接输出正+vo、另一端连接输出负-vo。

其中的单向钳位网络311具体包含二极管dow和开关管qow，二极管dow的阴极与开关管qow的漏极相连，二极管dow的阳极作为单向钳位网络sow的阳极，开关管qow的源极作为单向钳位网络sow的阴极。

隔离反馈电路313用于检测输出电压及负载状态信息，产生反馈信号vfb，并将反馈信号vfb送至控制器320；控制器320接收第一控制信号vfb，通过控制器内部逻辑控制电路处理后，产生第一控制信号gq1控制主开关q1、第二控制信号gq2控制辅开关q2、第三控制信号gq3控制开关管qow，在输出负载电流大于或等于第一负载电流设定值io1时，使开关电源装置工作于不对称半桥反激模式(ahbfmode)，在输出负载电流小于第一负载电流设定值io1时，使开关电源装置工作于钳位不对称半桥反激模式(cahbfmode)。

图4所示为本发明实施例的开关电源装置模式切换示意图，当负载电流大于io1时，开关电源装置工作于ahbfmode，当负载电流小于io1时，开关电源装置工作于cahbfmode。

不对称半桥反激模式(ahbfmode)通常在输出较大功率时具备较优的效率，但是其在轻负载和空载的损耗往往很大，这就导致其轻载效率低、空载功耗大。设计若满足满载主开关实现零电压开通，则轻负载和空载时，主开关更容易实现零电压开通，且当负载减轻，由于占空比不变，励磁电感电流ilm会存在较大的负向电流，此负向电流远远超出变换器主开关实现零电压开通的需求，过多的电流将在谐振腔内流动，产生较大的损耗，从而导致轻负载效率低、空载功耗大。ahbfmode通常主开关q1和辅开关q2通常采用互补控制方式，且单向钳位网络在每一个开关循环周期中都不导通。

钳位不对称半桥反激模式(cahbfmode)需要在图1现有的不对称半桥反激变换器的基础上，增加图3中的单向钳位网络311，在一个开关循环周期的特定时刻，励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关q2关断，钳位电流流过单向钳位网络，单向钳位网络保持钳位电流基本不变，至主开关q1开通前一段时间释放钳位电流，实现主开关q1零电压开通。cahbfmode能够有效控制励磁电感电流的负向峰值，降低变换器轻空载下功率器件的电流有效值，大幅提升变换器轻载效率，降低空载损耗，且控制实现上简单高效。cahbfmode可采用pwm控制或者pfm控制方式，单向钳位网络在每个开关循环周期至少会有一次开通或关段的动作。cahbfmode有效的解决了ahbfmode轻负载效率低、空载功耗大的问题。

为了更进一步提高轻负载效率，可以采用更为细致的分段控制策略，即：增加一个负载电流控制点io2，当负载电流小于io1，并且大于或等于io2时，开关电源装置工作于cahbfmode，且开关频率随负载电流减小而降低，即pfm控制，采用pfm控制的好处在于：负载电流减小开关频率降低，可进一步降低因为开关器件的开关动作带来的损耗，进一步提高效率，随着负载电流减小至io2，开关频率会被钳在一个较低的频率点fmin；图4所示就是包含了io1和io2共2个控制点的模式切换图，当负载电流小于io2，开关电源装置工作于cahbfmode，且开关频率被钳在一个较低的频率点fmin，此时占空比会随着负载变化而变化，即pwm控制，一般这个较低频率点fmin在人类听觉频率范围以上，以免开关电源装置产生人耳可见的异音。

通过上述分析可以得知，采用更为细致的分段控制策略后，满载及较重负载工作于ahbfmode，较轻负载工作与cahbfmode，在保证满载及较重负载高效率的同时，进一步提高轻负载效率。

图5所示为本发明实施例的开关电源装置ahbfmode和cahbfmode的典型工作波形图，其中gq1、gq2所示分别为主开关q1、辅开关q2的驱动信号波形图，gq3所示为单向钳位网络中的开关管qow的驱动信号的波形图，ilr所示为谐振电感lr的电流波形图，vds1所示为主开关q1的漏极和源极的电压波形图，id所示为输出整流开关d的电流波形图。应当明确图5所示波形图仅是本发明实施例的开关电源装置ahbfmode和cahbfmode在ccm模式下比较典型的波形图，具体crm和dcm模式下的波形图以及ahbfmode和cahbfmode详细的工作原理，本领域技术人员可以结合图3原理图以及图5波形图自行推演得出，此处不详细说明。

按照表1所列输入输出规格，进行合理设计及优化，分别设计并制作了现有技术方案与本发明方案的实物样机。

表1

图6、图7、图8和图9是现有技术方案与本发明方案实物样机分别在120v输入、160v输入、320v输入和370v输入下的测试所得的效率曲线图，虚线所示为现有技术方案的效率曲线，实线所示为本发明实施例技术方案的效率曲线，通过实际样机对比测试进一步证明了本发明实施例技术方案较现有技术方案能够有效提高开关电源装置的轻载效率、并有效降低电源的空载功耗。

应当指出，本发明实施例所述的不对称半桥反激变换器，通过改变谐振腔位置、改变钳位网络与变压器的连接关系、改变单向钳位网络实现电路、简单的串联或者并联组合等方式，可以得到各种不同连接形式的不对称半桥反激变换器。

图10所示即为改变谐振腔位置后的不对称半桥反激变换器，属于本发明所述的不对称半桥反激变换器的范畴。

单向钳位网络与变压器的连接关系可以有多种不同的组合，包括但不限于以下三种方式：

(1)单向钳位网络的阳极与变压器原边绕组的阳极电联接，单向钳位网络的阴极与变压器原边绕组阴极电联接；

(2)单向钳位网络的阳极与变压器副边绕组的同名端电联接，单向钳位网络的阴极与变压器副边绕组的异名端电联接；

(3)不对称半桥变换器还包括第三绕组，变压器原边绕组的阳极与第三绕组的一端互为同名端，变压器原边绕组的阳极与第三绕组的另一端互为异名端，单向钳位网络的阳极与第三绕组的同名端电联接，单向钳位网络的阴极与第三绕组的异名端电联接。

这些不同的组合方式也属于本发明所述的不对称半桥反激变换器的范畴。

单向钳位网络可以通过二极管与开关管串联实现，也可以通过两个开关串联实现，这些改动也属于本发明所述的不对称半桥反激变换器的范畴。

以上所述的通过改变谐振腔位置、改变钳位网络与变压器的连接关系、改变单向钳位网络实现电路、简单的串联或者并联组合等方式得到不同电路在背景技术提及的申请号为201910513578.x的中国专利申请中给出了大量的实施例，这些都属于本发明所述的不对称半桥反激变换器的范畴。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。