一种运用驱动绕组的同步整流装置的制作方法

本实用新型涉及同步整流技术领域，具体涉及一种运用驱动绕组的同步整流装置。

背景技术：

电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。

开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管(frd)或超快恢复二极管(srd)可达1.0～1.2v，即使采用低压降的肖特基二极管(sbd)，也会产生大约0.6v的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。

为了解决上述问题，在低压输出的开关电源中通常应用同步整流技术，用mos管替代肖特极二极管以减少二极管的正向压降损耗，提高电源效率。而用mos管替代肖特极二极管需要研究同步整流管驱动技术，同步整流驱动技术分电压型和电流型，电流型需要一个电流采样电路，电路复杂；电压型驱动技术本身就非常适合mos管栅极电压驱动的要求，电路简单且高效。电压型驱动技术又分为自驱动和控制器驱动等两种方式，控制器驱动ti、on等公司已经推出专门的同步整流控制驱动器，但成本高、电路复杂；自驱动型具有电路简单、成本低等特点，但是也会面临上节中存在的适应范围比较窄的问题，香港大学xiehufei提出的删电荷自维持驱动电路，亦不能解决较高电压输出时同步整流mos电压高的问题；漏极电压检测驱动外部比较器处理并送回电源控制器，依然存在针对开关电源的变压器改造的电路结构复杂、成本高等问题。

另外，在针对低压输出的开关电源的同步整流，特别是针对有源钳位正激变换器下的变压器次级直接自驱同步整流时还会遇到如下三个问题：

1、宽输入电压范围(电压比大于3)时，变压器次级直接自驱同步整流电压随着输入电压的增大而增大时整流mos管的栅极电压容易过高，造成栅极损耗过高或mos管损坏；

2、较高输出电压时(大于12v),变压器次级直接自驱同步整流因变压器次级输出电压较高，必然造成整流mos管的栅极电压过高，使得mos管损坏；

3、变压器次级直接自驱同步整流时次级线圈的噪声和振荡必然串扰至整流mos管的栅极，造成mos管损耗过大或损坏。

技术实现要素：

为解决上述问题，本实用新型提供了一种运用驱动绕组的同步整流装置，有效避免了现有技术中存在针对开关电源的变压器改造的电路结构复杂、成本高、mos管的栅极电压容易过高而造成栅极损耗过高或mos管损坏、mos管损耗过大或损坏的缺陷。

为了克服现有技术中的不足，本实用新型提供了一种运用驱动绕组的同步整流装置的解决方案，具体如下：

一种运用驱动绕组的同步整流装置，包括开关电源的变压器t1，所述变压器t1的原边上缠绕着初级绕组np,所述变压器t1的副边上缠绕着次级绕组ns1和用于辅助驱动的绕组ns；

还包括栅极电压一vgs1的驱动形成电路和栅极电压二vgs2的驱动形成电路，所述栅极电压一vgs1的驱动形成电路的输入端与用于辅助驱动的绕组ns的异名端连接，所述栅极电压二vgs2的驱动形成电路的输入端与用于辅助驱动的绕组ns的同名端连接；

所述栅极电压一vgs1的驱动形成电路的输出端与mos管一qs1的栅极连接，所述栅极电压二vgs2的驱动形成电路的输出端与mos管二qs2的栅极连接，所述栅极电压一vgs1的驱动形成电路用于驱动在同步整流中充当续流管的mos管一qs1，所述栅极电压二vgs2的驱动形成电路用于驱动在同步整流中充当整流管的mos管二qs2。

所述mos管一qs1的漏极、电感lout的一端与次级绕组ns1的同名端连接，所述mos管二qs2的漏极与次级绕组ns1的异名端连接，所述mos管一qs1的源极与所述mos管二qs2的源极均接地，所述电感lout的另一端与电容一cout的一端连接，所述电容一cout的另一端接地。

所述栅极电压一vgs1的驱动形成电路包括电阻一r1、稳压二极管一d1以及三极管一q3，所述稳压二极管一d1的正极接地，所述稳压二极管一d1的负极、电阻一r1的一端与三极管一q3的基极连接，所述三极管一q3的发射极作为所述栅极电压一vgs1的驱动形成电路的输出端与mos管一qs1的栅极连接，所述三极管一q3的集电极作为所述栅极电压一vgs1的驱动形成电路的输入端与用于辅助驱动的绕组ns的异名端连接，所述用于辅助驱动的绕组ns的异名端还与所述电阻一r1的另一端连接；

所述栅极电压二vgs2的驱动形成电路包括电阻二r2、稳压二极管二d2以及三极管二q4，所述稳压二极管二d2的正极接地，所述稳压二极管二d2的负极、电阻二r2的一端与三极管二q4的基极连接，所述三极管二q4的发射极作为所述栅极电压二vgs2的驱动形成电路的输出端与mos管二qs2的栅极连接，所述三极管二q4的集电极作为所述栅极电压二vgs2的驱动形成电路的输入端与用于辅助驱动的绕组ns的同名端连接，所述用于辅助驱动的绕组ns的同名端还与所述电阻二r2的另一端连接。

所述用于辅助驱动的绕组ns能根据公式(1)得到：

其中vin_min为输入电压的最小值、vs_min为栅极电压一vgs1的驱动形成电路和栅极电压二vgs2的驱动形成电路二者可承受的设计电压中的最小值。

所述初级绕组np的同名端与输入电压的正极vin+连接，所述初级绕组np的异名端、mos管三q2的漏极与电容二c1的一端连接，所述电容二c1的另一端与mos管四q1的漏极连接，mos管三q2的源极、输入电压的负极vin-和mos管四q1的源极均接地。

本实用新型的有益效果为：

针对现有技术中的针对变压器的改造存在结构复杂，成本高这样的问题，本实用新型只需在变压器上多一路用于辅助驱动的绕组ns即可解决所述结构复杂，成本高的问题。通过合理调整变压器辅助驱动绕组ns匝数，解决了输入电压宽范围、输出电压大于12v时变压器次级直接自驱电压随着输入电压的增大而增大引起续流管的栅极驱动电压和整流管的栅极驱动电压过高的问题，也减少了变压器次级直接自驱同步整流时次级绕组的噪声和振荡峰值造成的对续流管与整流管损耗过大或损坏问题。

附图说明

图1为本实用新型的运用驱动绕组的同步整流装置的概略原理图。

图2为本实用新型的运用驱动绕组的同步整流装置的详细原理图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本实用新型做进一步地说明。

如图1-图2所示，运用驱动绕组的同步整流装置，包括开关电源的变压器t1，变压器t1的原边上缠绕着初级绕组np,变压器t1的副边上缠绕着次级绕组ns1和用于辅助驱动的绕组ns；还包括栅极电压一vgs1的驱动形成电路和栅极电压二vgs2的驱动形成电路，栅极电压一vgs1的驱动形成电路的输入端与用于辅助驱动的绕组ns的异名端连接，栅极电压二vgs2的驱动形成电路的输入端与用于辅助驱动的绕组ns的同名端连接；栅极电压一vgs1的驱动形成电路的输出端与mos管一qs1的栅极连接，栅极电压二vgs2的驱动形成电路的输出端与mos管二qs2的栅极连接，栅极电压一vgs1的驱动形成电路用于驱动在同步整流中充当续流管的mos管一qs1，栅极电压二vgs2的驱动形成电路用于驱动在同步整流中充当整流管的mos管二qs2。mos管一qs1的漏极、电感lout的一端与次级绕组ns1的同名端连接，mos管二qs2的漏极与次级绕组ns1的异名端连接，mos管一qs1的源极与mos管二qs2的源极均接地，电感lout的另一端与电容一cout的一端连接，电容一cout的该端就作为输出电压的正极vout+,电容一cout的另一端接地，电容一cout的该端就作为输出电压的负极vout-。电感lout与电容一cout就形成了一个lc滤波电路，使得输出电压更为稳定。栅极电压一vgs1的驱动形成电路包括电阻一r1、稳压二极管一d1以及三极管一q3，稳压二极管一d1的正极接地，稳压二极管一d1的负极、电阻一r1的一端与三极管一q3的基极连接，三极管一q3的发射极作为栅极电压一vgs1的驱动形成电路的输出端与mos管一qs1的栅极连接，三极管一q3的集电极作为栅极电压一vgs1的驱动形成电路的输入端与用于辅助驱动的绕组ns的异名端连接，用于辅助驱动的绕组ns的异名端还与电阻一r1的另一端连接；栅极电压二vgs2的驱动形成电路包括电阻二r2、稳压二极管二d2以及三极管二q4，稳压二极管二d2的正极接地，稳压二极管二d2的负极、电阻二r2的一端与三极管二q4的基极连接，三极管二q4的发射极作为栅极电压二vgs2的驱动形成电路的输出端与mos管二qs2的栅极连接，三极管二q4的集电极作为栅极电压二vgs2的驱动形成电路的输入端与用于辅助驱动的绕组ns的同名端连接，用于辅助驱动的绕组ns的同名端还与电阻二r2的另一端连接。电阻一r1和电阻二r2分别起到对稳压二极管一d1和稳压二极管二d2的限流作用，以此达到避免对稳压二极管一d1和稳压二极管二d2的电流冲击过大造成对稳压二极管一d1和稳压二极管二d2的损害。

用于辅助驱动的绕组ns能根据公式(1)得到：

其中vin_min为输入电压的最小值、vs_min为栅极电压一vgs1的驱动形成电路和栅极电压二vgs2的驱动形成电路二者可承受的设计电压中的最小值。这样能够确保用于辅助驱动的绕组ns能在合理范围内正常工作。初级绕组np的同名端与输入电压的正极vin+连接，初级绕组np的异名端、mos管三q2的漏极与电容二c1的一端连接，电容二c1的另一端与mos管四q1的漏极连接，mos管三q2的源极、输入电压的负极vin-和mos管四q1的源极均接地。这样就能通过mos管三q2的栅极和mos管四q1的栅极引入有源钳位正激变换器的信号到变压器中。

本实用新型的工作原理为：栅极电压一vgs1的驱动形成电路中的电阻一r1和三极管一q3构成了稳压电路，这是因为在变压器t1的次级绕组ns1输出脉冲电压时，就会同步感应到用于辅助驱动的绕组ns的异名端来让三极管一q3工作在线性区，由此就让栅极电压一vgs1的驱动形成电路中的电阻一r1和三极管一q3构成了稳压电路，从而能够让mos管一qs1的栅极电压稳定，不会引起mos管一qs1的栅极驱动电压过高的问题；栅极电压二vgs2的驱动形成电路中的电阻二r2和三极管二q4构成了稳压电路，这是因为在变压器t1的次级绕组ns1输出脉冲电压时，就会同步感应到用于辅助驱动的绕组ns的同名端来让三极管二q4工作在线性区，由此就让栅极电压二vgs2的驱动形成电路中的电阻二r2和三极管二q4构成了稳压电路，从而能够让mos管二qs2的栅极电压稳定，不会引起mos管二qs2的栅极驱动电压过高的问题。

采用了用于辅助驱动的绕组ns的同步整流装置的变压器的次级绕组的电压波形和未采用用于辅助驱动的绕组ns的同步整流装置的变压器的次级绕组的电压波形相比；未采用用于辅助驱动的次级绕组ns1的电压幅值和脉冲尖峰明显大于采用用于辅助驱动的次级绕组ns1的电压幅值和脉冲尖峰；这也就说明，未采用用于辅助驱动的绕组ns的同步整流装置的变压器的次级绕组直接自驱同步整流的损耗和mos管损坏的几率明显大于采用了用于辅助驱动的绕组ns的同步整流装置。

另外所述mos管四q1的型号为irf6216型，所述mos管三q2的型号为csd19533型，所述电容二c1的型号为grm31cr72e333k型，所述三极管一q3的型号为bc846型，所述三极管二q4的型号为mmbt3906型，所述稳压二极管一d1的型号为mmsz4689型，所述稳压二极管二d2的型号为mmsz4689型，所述电阻一r1的型号为mcr03ezp511型，所述电阻一r2的型号为mcr03ezp102型，所述变压器t1的型号为fa4138型，电感lout的型号为fa2729型，所述电容一cout的型号为apxe160ara221m型，所述mos管一qs1的型号为fdms86200型，所述mos管二qs2的型号为csd19534型。

以上以用实施例说明的方式对本实用新型作了描述，本领域的技术人员应当理解，本公开不限于以上描述的实施例，在不偏离本实用新型的范围的情况下，可以做出各种变化、改变和替换。