一种隔离双向DC-DC变换器的制作方法

本实用新型属于双向直流变换器技术领域，尤其涉及一种隔离双向DC-DC变换器。

背景技术：

随着新能源的大规模发展利用，为解决风电、光电的间歇性、不稳定性问题，光伏发电的波动性无法满足用户侧连续供电的要求，发电需要多能互补或大电网来支撑和平滑使得储能行业得到发展。BDC(Direct current-Direct current converter，双向DC-DC变换器)由于可以实现能量的双向流动，因此在储能行业里应用也越来越广泛。另一方面在效率和成本的驱动下，光伏系统电压也在不停的提升。五年前，600V的系统电压是光伏电站的主流电压，五年前至今，1000V的系统电压是整个光伏电站的系统电压标准。随着光伏技术的不断创新，特别是材料技术的创新，光伏系统电压会不断的提高，今后将会有越来越多的光伏系统采用1500V。

目前，传统的双向DC-DC变换器一般为调压电路和双向全桥LLC谐振变换器，此变换器能够实现顺流降压和逆流升压模式的无缝切换，但是由于原始高压侧的电压高达1500V，因此稳压开关器件也需要承受1500V的关断电压。考虑到开关器件的降额使用，参见《IPC9592(电力转换设备性能参数标准)规定》，开关器件必须要使用额定电压1800V左右的器件。而目前市场上SIC MOSFET(主要材料是碳化硅构成的宽禁带MOSFET)最高只有CREE公司的1700V以及部分IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)满足原始高压侧的电压高达1500V及以上的应用需求，其中SIC MOSFET存在价格昂贵，交期长且不完全满足IPC9592应力要求的缺点；IGBT虽然容易采购且价格便宜，但开关损耗大，散热难以处理。高压开关器件直接用在在原始高压侧的电压为1500V及以上的高压条件下进行切换产生的电磁干扰EMI(Electromagnetic Interference，电磁干扰)难处理。

技术实现要素：

有鉴于此，本实用新型实施例提供了一种隔离双向DC-DC变换器，旨在解决传统的技术方案中存在的成本高，原料(元器件)难获取以及损耗大、散热难，电磁干扰难处理的问题。

本实用新型实施例的第一方面提供了一种隔离双向DC-DC变换器，包括：

用于对第一原始电压和第二目标电压进行保护的高压保护模块。

与所述高压保护模块连接，用于对经过所述高压保护模块保护后的所述第一原始电压进行调压以生成一个或者多个第一电压，并且对一个或者多个第二电压进行调压以生成所述第二目标电压的调压模块。

与所述调压模块连接，用于对一个或者多个所述第一电压进行逆变整流以生成一个或者多个第一目标电压，并且对经过低压保护模块保护后的第二原始电压进行逆变整流以生成一个或者多个所述第二电压的DC-DC隔离变换模块。

所述低压保护模块与所述DC-DC隔离变换模块连接，用于对所述第一目标电压和所述第二原始电压进行保护。

在一个实施例中，所述调压模块包括一个或多个调压单元。

所述调压单元用于对所述高压保护模块保护后的所述第一原始电压进行调压以生成所述第一电压，并且对所述第二电压进行调压以生成所述第二目标电压。

在一个实施例中，所述调压单元包括第一电容、第二电容、第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管、第四场效应管、第一电感、第二电感以及第三电容。

所述第一电容的第一端与所述第一场效应管的漏极连接，所述第一电容的第二端与所述第二电容的第一端连接。

所述第一场效应管的源极与所述第三场效应管的漏极连接，所述第三场效应管的源极与所述第四场效应管的漏极和所述第一电容的第二端连接，所述第四场效应管的源极与所述第二场效应管的漏极连接，所述第二场效应管的源极与所述第二电容的第二端连接。

所述第一电感的第一端与所述第三场效应管的漏极连接，所述第一电感的第二端与所述第三电容的第一端连接，所述第三电容的第二端与所述第二电感的第一端连接，所述第二电感的第二端与所述第四场效应管的源极连接。

所述第一电容的第一端和所述第二电容的第二端共同构成为所述调压单元的第一原始电压输入端和所述调压单元的第二目标电压输出端。

所述第三电容的第一端和所述第三电容的第二端共同构成为所述调压单元的第一电压输出端和所述调压单元的第二电压输入端。

在一个实施例中，所述调压单元包括第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第三电感、第五场效应管、第六场效应管、第七场效应管以及第八场效应管。

所述第四电容的第一端与所述第五场效应管的漏极连接，所述第四电容的第二端与所述第五电容的第一端连接。

所述第五场效应管的源极与所述第七场效应管的漏极和所述第三电感的第一端连接，所述第七场效应管的源极与所述第六电容的第一端连接，所述第六电容的第二端与所述第七电容的第一端和所述第四电容的第二端连接。

所述第七电容的第二端与所述第八场效应管的漏极连接，所述第八场效应管的源极与所述第三电感的第二端和所述第六场效应管的漏极连接，所述第六场效应管的源极与所述第五电容的第二端连接。

所述第四电容的第一端和所述第五电容的第二端共同构成为所述调压单元的第一原始电压输入端和所述调压单元的第二目标电压输出端。

所述第六电容的第一端和所述第七电容的第二端共同构成为所述调压单元的第一电压输出端和所述调压单元的第二电压输入端。

在一个实施例中，所述DC-DC隔离变换模块包括与多个调压单元各自对应的DC-DC变换单元。其中，DC-DC变换单元包括一个或者多个DC-DC变换子单元。

所述DC-DC变换子单元包括：

用于顺流降压工作时对直流的所述第一电压进行逆变以生成交流的第三电压，逆流升压工作时对交流的第六电压进行整流以生成直流的所述第二电压的逆变整流单元。

与所述逆变整流单元连接，用于对交流的所述第三电压进行电压转换和谐振以生成交流的第四电压，并且对交流的第五电压进行电压转换和谐振以生成交流的所述第六电压的变压谐振单元。

与所述变压谐振单元连接，用于在顺流降压工作时对交流的所述第四电压进行整流以生成直流的所述第一目标电压，并且在逆流升压工作时对所述低压保护模块保护后的所述第二原始电压进行逆变以生成交流的所述第五电压的整流逆变单元。

在一个实施例中，所述整流逆变单元包括第九场效应管、第十场效应管、第十一场效应管以及第十二场效应管。

所述第九场效应管的漏极和所述第十二场效应管的源极共同构成为所述整流逆变单元的第一电压输入端和所述整流逆变单元的第二电压输出端。

所述第九场效应管的漏极与所述第十场效应管的漏极连接，所述第九场效应管的源极与所述第十二场效应管的漏极连接。

所述第十二场效应管的源极与所述第十一场效应管的源极连接。

所述第十一场效应管的漏极与所述第十场效应管的源极连接。

所述第九场效应管的源极和所述第十场效应管的源极共同构成为所述整流逆变单元的第三电压输出端和所述整流逆变单元的第六电压输入端。

在一个实施例中，所述变压谐振单元包括第一变压器、第四电感、第五电感以及第八电容。

所述第四电感的第一端和所述第一变压器的原边绕组的第二端共同构成为所述变压谐振单元的第三电压输入端和所述变压谐振单元的第六电压输出端。

所述第四电感的第二端与所述第八电容的第一端连接，所述第八电容的第二端与所述第一变压器的原边绕组的第一端和所述第五电感的第一端连接，所述第五电感的第二端与所述第一变压器的原边绕组的第二端连接。

所述第一变压器的副边绕组的第一端和所述第一变压器的副边绕组的第二端共同构成为所述变压谐振单元的第四电压输出端和所述变压谐振单元的第五电压输入端。

在一个实施例中，所述变压谐振单元包括第二变压器、第六电感、第七电感、第八电感以及第九电容。

所述第六电感的第一端和所述第六电感的第二端共同构成为所述变压谐振单元的第三电压输入端和所述变压谐振单元的第六电压输出端。

所述第六电感的第一端与所述第七电感的第一端连接，所述第七电感的第二端与所述第九电容的第一端连接，所述第九电容的第二端与所述第八电感的第一端和所述第二变压器的原边绕组的第一端连接，所述第六电感的第二端与所述第八电感的第二端和所述第二变压器的原边绕组的第二端连接。

所述第二变压器的副边绕组的第一端和所述第二变压器的副边绕组的第二端共同构成为所述变压谐振单元的第四电压输出端和所述变压谐振单元的第五电压输入端。

在一个实施例中，所述整流逆变单元包括第十三场效应管、第十四场效应管、第十五场效应管以及第十六场效应管。

所述第十三场效应管的源极与所述第十六场效应管的漏极连接，所述第十三场效应管的漏极与所述第十四场效应管的漏极连接。

所述第十四场效应管的源极和所述第十五场效应管的漏极连接，所述第十五场效应管的源极与所述第十六场效应管的源极连接。

所述第十三场效应管的源极和所述第十五场效应管的漏极共同构成为所述整流逆变单元的第四电压输入端和所述整流逆变单元的第五电压输出端。

所述第十四场效应管的漏极和所述第十五场效应管的源极共同构成为所述整流逆变单元的第一目标电压输出端和所述整流逆变单元的第二原始电压输入端。

在一个实施例中，所述高压保护模块包括：

用于对所述第一原始电压进行过压保护，并且对所述第二目标电压进行过压保护的高压故障保护模块。

与所述高压故障保护模块连接，用于对所述高压故障保护模块保护后的所述第一原始电压的瞬态电流峰值和极性保护后的所述第二目标电压的瞬态电流峰值进行抑制的高压浪涌保护模块。

与所述高压浪涌保护模块连接，用于对高压浪涌保护后的所述第一原始电压和所述第二目标电压进行极性保护的高压极性保护模块。

在一个实施例中，所述低压保护模块包括：

用于对所述第一目标电压进行极性保护，并且对浪涌保护与故障保护后的所述第二原始电压进行极性保护的低压极性保护模块。

与所述低压极性保护模块连接，用于对所述低压极性保护模块保护后的所述第一目标电压和所述第二原始电压进行过压保护，并且对所述低压极性保护模块保护后的所述第一目标电压的瞬态电流峰值和所述第二原始电压的瞬态电流峰值进行抑制的低压浪涌故障保护模块。

本实用新型实施例通过高压保护模块对高压侧的电路进行保护，通过调压模块调节电压，通过DC-DC隔离变换模块对电压进行顺流降压和逆流升压调节，通过低压保护模块对低压侧的电路进行保护，可以实现隔离双向DC-DC变换器顺流降压和逆流升压模式的无缝切换，软开关控制，能够降低开关损耗，提高隔离双向DC-DC变换器的效率，节约能源，且该隔离双向DC-DC变换器可实现在宽范围、高电压(例如高达1500V及以上的电压)条件下工作。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的结构示意图；

图2为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的另一种结构示意图；

图3为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的调压单元的一种示例电路原理图；

图4为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的调压单元在顺流降压模式下一种占空比的示例原理图；

图5为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的调压单元在顺流降压模式下另一种占空比的示例原理图；

图6为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的调压单元的另一种示例电路原理图；

图7为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的DC-DC隔离变换子单元的结构示意图；

图8为一种隔离双向DC-DC变换器的DC-DC隔离变换子单元的结构示意图；

图9为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的DC-DC隔离变换子单元的一种示例电路原理图；

图10为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的DC-DC隔离变换子单元的另一种示例电路原理图；

图11为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的高压保护模块的结构示意图；

图12为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的低压保护模块的结构示意图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

请参阅图1，图1为本实用新型一实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器的结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

一种隔离双向DC-DC变换器，包括高压保护模块11、调压模块12、DC-DC隔离变换模块10以及低压保护模块13。

高压保护模块11用于对第一原始电压和第二目标电压进行保护。

调压模块12与高压保护模块11连接，用于对经过高压保护模块11保护后的第一原始电压进行调压以生成一个或者多个第一电压，并且对一个或者多个第二电压进行调压以生成第二目标电压。

DC-DC隔离变换模块10与调压模块12连接，用于对一个或者多个第一电压进行逆变整流以生成一个或者多个第一目标电压，并且对经过低压保护模块13保护后的第二原始电压进行逆变整流以生成一个或者多个第二电压。

低压保护模块13与DC-DC隔离变换模块10连接，用于对第一目标电压和第二原始电压进行保护。

本实用新型实施例通过高压保护模块对高压侧的电路进行保护，通过调压模块调节电压，通过DC-DC隔离变换模块对电压进行顺流降压和逆流升压变换，通过低压保护模块对低压侧的电路进行保护，可以实现隔离双向DC-DC变换器顺流降压模式和逆流升压模式的无缝切换，软开关控制，能够降低开关损耗，提高隔离双向DC-DC变换器的效率，节约能源，且该隔离双向DC-DC变换器可实现在宽范围、高电压(例如高达1500V及以上电压)条件下工作。

请参阅图2，在本实用新型一实施例中，调压模块12包括一个或多个调压单元121。

调压单元121用于对高压保护模块11保护后的第一原始电压进行调压以生成第一电压，并且对第二电压进行调压以生成第二目标电压。

具体实施中，请参阅图3，图3为调压单元121的一种示例电路原理图。调压单元121包括第一电容C1、第二电容C2、第一场效应管Q1A、第二场效应管Q2A、第三场效应管Q1B、第四场效应管Q2B、第一电感L1A、第二电感L1B以及第三电容C3。

第一电容C1的第一端与第一场效应管Q1A的漏极连接，第一电容C1的第二端与第二电容C2的第一端连接。

第一场效应管Q1A的源极与第三场效应管Q1B的漏极连接，第三场效应管Q1B的源极与第四场效应管Q2B的漏极和第一电容C1的第二端连接，第四场效应管Q2B的源极与第二场效应管Q2A的漏极连接，第二场效应管Q2A的源极与第二电容C2的第二端连接。

第一电感L1A的第一端与第三场效应管Q1B的漏极连接，第一电感L1A的第二端与第三电容C3的第一端连接，第三电容C3的第二端与第二电感L1B的第一端连接，第二电感L1B的第二端与第四场效应管Q2B的源极连接。

第一电容C1的第一端和第二电容C2的第二端共同构成为调压单元121的第一原始电压输入端和调压单元121的第二目标电压输出端。

第三电容C3的第一端和第三电容C3的第二端共同构成为调压单元121的第一电压输出端和调压单元121的第二电压输入端。

调压单元121的一种实现形式是利用三电平技术，在顺流降压模式时为一个三电平BUCK电路(一种输出电压小于输入电压的降压电路)，第一电容C1、第二电容C2为两个分压电容，其电容量很大且相等，因此加载在两个分压电容上的电压均为输入电压Vin的一半。控制采用脉宽调制信号PWM控制，第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A作为两只主开关管，第三场效应管Q1B和第四场效应管Q2B作为续流开关管，第一电感L1A和第二电感L1B是滤波电感，第三电容C3是滤波电容。第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A交错工作，其驱动信号相位相差180°，第一场效应管Q1A和第三场效应管Q1B互补工作且保留一定的死区，第二场效应管Q2A和第四场效应管Q2B也互补工作且保留一定的死区。

具体实施中，隔离双向DC-DC变换器在第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A的占空比D大于或小于0.5时有着不同的工作模式。

请参阅图4，图4为顺流降压模式下第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A的占空比D≥0.5的主要工作波形图，其中，在一个开关周期内隔离双向DC-DC变换器有8个开关模态：

1)开关模态1，时间区间为[t0,t1]，第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A同时导通如图4(i)所示，AB两点间电压VAB＝Vin。第三场效应管Q1B和第四场效应管Q2B上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流线性增加。

2)开关模态2，时间区间为[t1,t2]，t1时刻第二场效应管Q2A关断如图4(ii)所示，电流流过第四场效应管Q2B的体二极管。VAB＝Vin/2，第三场效应管Q1B和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流线性下降。

3)开关模态3，时间区间为[t2,t3]，t2时刻第四场效应管Q2B开通如图4(ii)所示，第四场效应管Q2B零电压开通，VAB＝Vin/2，第三场效应管Q1B和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流继续线性下降。

4)开关模态4，时间区间为[t3,t4]，t3时刻第四场效应管Q2B关断如图4(ii)所示，第四场效应管Q2B零电压关断，VAB＝Vin/2，第三场效应管Q1B和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流继续线性下降。

5)开关模态5，时间区间为[t4,t5]，t4时刻第二场效应管Q2A再次开通如图4(i)所示，VAB＝Vin，第三场效应管Q1B和第四场效应管Q2B上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流再次线性上升。

6)开关模态6，时间区间为[t5,t6]，t5时刻第一场效应Q1A关断如图4(iii)所示，电流流过第三场效应管Q1B的体二极管，VAB＝Vin/2，第一场效应管Q1A和第四场效应管Q2B上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流再次线性下降。

7)开关模态7，时间区间为[t6,t7]，t6时刻第三场效应管Q1B开通如图4(iii)所示，第三场效应管Q1B零电压开通，VAB＝Vin/2，第一场效应管Q1A和第四场效应管Q2B上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流继续线性下降。

8)开关模态8，时间区间为[t7,t8]，t7时刻第三场效应管Q1B关断如图4(iii)所示，第三场效应管Q1B零电压关断，VAB＝Vin/2，第一场效应管Q1A和第四场效应管Q2B上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流继续线性下降。

根据第一电感L1A或第二电感L1B的伏秒平衡得出等式：

简化后可以得出占空比关系其中，Vin为调压单元121的输入电压，Vo为调压单元121的输出电压。

请参阅图5，图5为顺流降压模式下第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A的占空比D＜0.5的主要工作波形图，其中，在一个开关周期内隔离双向DC-DC变换器也有8个开关模态：

1)开关模态1，时间区间为[t0,t1]，第一场效应管Q1A和第四场效应管Q2B同时导通如图5(i)所示，AB两点间电压VAB＝Vin/2，第三场效应管Q1B和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流线性增加。

2)开关模态2，时间区间为[t1,t2]，t1时刻第一场效应管Q1A关断如图5(ii)所示，电流流过第三场效应管Q1B的体二极管，VAB＝0，第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流线性下降。

3)开关模态3，时间区间为[t2,t3]，t2时刻第三场效应管Q1B开通如图5(ii)所示，第三场效应管Q1B零电压开通，VAB＝0，第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流继续线性下降。

4)开关模态4，时间区间为[t3,t4]，t3时刻第四场效应管Q2B关断如图5(ii)所示，第四场效应管Q2B零电压关断，VAB＝0，第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流继续线性下降。

5)开关模态5，时间区间为[t4,t5]，t4时刻第二场效应管Q2A开通如图5(iii)所示。VAB＝Vin/2，第一场效应管Q1A和第四场效应管Q2B上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流再次线性上升。

6)开关模态6，时间区间为[t5,t6]，t5时刻第二场效应管Q2A关断如图5(ii)所示，电流流过第四场效应管Q2B的体二极管，VAB＝0，第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流再次线性下降。

7)开关模态7，时间区间为[t6,t7]，t6时刻第四场效应管Q2B开通如图5(ii)所示，第四场效应管Q2B零电压开通，VAB＝0，第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流继续线性下降。

8)开关模态8，时间区间为[t7,t8]，t7时刻第三场效应管Q1B关断如图5(ii)所示，第三场效应管Q1B零电压关断，VAB＝0，第一场效应管Q1A和第二场效应管Q2A上的电压均为Vin/2，第一电感L1A和第二电感L1B上的电流继续线性下降。

同样根据第一电感L1A或第二电感L1B的伏秒平衡等式：

简化后可以得出同样的占空比关系：其中，Vin为调压单元121的输入电压，Vo为调压单元121的输出电压。

从上面推导出的占空比关系式可以得出，占空比D的大小只取决于调压单元121的输入电压和输出电压，与占空比是否大于50％无关，因此可以适应宽范围工作电压进行高效调压。并且由于第一场效应管Q1A和第三场效应管Q1B、第二场效应管Q2A和第四场效应管Q2B始终互补工作，使得三电平BUCK电路即使在空载条件下也不会进入不连续模式，电感电流始终连续，也即三电平BUCK电路在任何输入、输出以及负载条件下都是成立的。

另外，由顺流降压模式下占空比D≥0.5和占空比D＜0.5的主要工作波形图和在一个开关周期内隔离双向DC-DC变换器的8个开关模态分析，可知调压单元121中的所有场效应管器件承受的关断电压均只有第一原始电压的一半。电压应力减半就极大地拓宽了器件选取的范围，当前主流的900V、1000V的SIC MOSFET器件就可以被选用，从而降低原料(元器件)的成本与采购风险，并完全满足IPC9592应力要求。同时电压应力减半也极大地减少了开关损耗以及由此产生的电磁干扰问题。

而在逆流升压模式下，仅是把调压单元121的输入端和输出端互相颠倒，调压单元121的逆流升压模式实际上是三电平BOOST电路(一种输出电压大于输入电压的升压电路)，因此如果把高压端的电压统一设为VH，低压端的电压设为VL，则三电平BUCK和三电平BOOST的占空比关系可以变成和可见这两个占空比公式正好是互补的，所以调压单元121在顺流降压和逆流升压两种模式运行时拓补结构相同，运行原理也完全对称，能量可以自动双向流动并实现动态平衡，并且顺流降压和逆流升压两种模式可以实现无缝切换且控制简单。同理，在逆流升压模式下，调压单元121中的所有场效应管器件承受的关断电压也均为第二目标电压的一半。电压应力减半就极大地拓宽了器件选取的范围从而降低原料(元器件)的成本与采购风险，极大地减少了开关损耗以及由此产生的电磁干扰问题。

请参阅图6，在本实用新型一实施例中，调压单元121包括第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第三电感L3、第五场效应管Q5、第六场效应管Q6、第七场效应管Q7以及第八场效应管Q8。

第四电容C4的第一端与第五场效应管Q5的漏极连接，第四电容C4的第二端与第五电容C5的第一端连接。

第五场效应管Q5的源极与第七场效应管Q7的漏极和第三电感L3的第一端连接，第七场效应管Q7的源极与第六电容C6的第一端连接，第六电容C6的第二端与第七电容C7的第一端和第四电容C4的第二端连接。

第七电容C7的第二端与第八场效应管Q8的漏极连接，第八场效应管Q8的源极与第三电感L3的第二端和第六场效应管Q6的漏极连接，第六场效应管Q6的源极与第五电容C5的第二端连接。

第四电容C4的第一端和第五电容C5的第二端共同构成为调压单元121的第一原始电压输入端和调压单元121的第二目标电压输出端。

第六电容C6的第一端和第七电容C7的第二端共同构成为调压单元121的第一电压输出端和调压单元121的第二电压输入端。

该电路也为三电平BUCK-BOOST电路，同样可以实现双向调节电压的功能，使得高压侧所有场效应管的电压应力只有高压侧第一原始电压或者第二目标电压的一半，极大地拓宽了器件选取的范围，从而降低原料(元器件)的成本与采购风险，并完全满足IPC9592应力要求。同时电压应力减半也极大地减少了开关损耗以及由此产生的电磁干扰问题。同样，该调压单元121的占空比D在0至100％之间可调，使得高压侧和低压侧均可适应宽范围工作电压，且适用于不同的应用场景。

请参阅图7，在本实用新型一实施例中，DC-DC隔离变换模块10包括与多个调压单元121各自对应的DC-DC变换单元01，其中，DC-DC变换单元01包括一个或者多个DC-DC变换子单元100。

利用多相交错并联实现超大功率单模块设计，多相滤波电感之间可以采用磁集成技术(指的是将变换器中的两个或多个分立器件，如电感、变压器等，绕制在一副磁芯上，从结构上集中在一起)，实现高压侧电路和低压侧电路的纹波抵消，降低纹波电流，从而减小滤波器的体积，降低滤波电容的电流应力，延长滤波电容的使用寿命，且可以使用较小的滤波电感提升动态响应特性。利用相位管理技术，在不同的负载情况下，可以关掉一相或多相，从而降低功率损耗，并提升系统效率，可以在空载条件下仅让一相工作，实现最低的待机功耗和空载损耗。通过多个模块分担总功率使得元器件选型简单，且隔离双向DC-DC变换器有更好的热管理，极大提升其可靠性。同时，隔离双向DC-DC变换器能够在顺流降压模式和逆流升压模式间无缝切换，无须控制模式的转换。

请参阅图8，在本实用新型一实施例中，DC-DC变换子单元100包括逆变整流单元101、变压谐振单元102以及整流逆变单元103。

逆变整流单元101用于顺流降压工作时对直流的第一电压进行逆变以生成交流的第三电压，逆流升压工作时对交流的第六电压进行整流以生成直流的第二电压。

变压谐振单元102与整流逆变单元101连接，用于对交流的三电压进行电压转换和谐振以生成交流的第四电压，并且对交流的第五电压进行电压转换和谐振以生成交流的第六电压。

整流逆变单元103与变压谐振单元102连接，用于在顺流降压工作时对交流的第四电压进行整流以生成直流的第一目标电压，并且在逆流升压工作时对低压保护模块13保护后的第二原始电压进行逆变以生成交流的第五电压。

DC-DC变换子单元100的控制简单，且无须控制模式的转换即可以实现顺逆流模式无缝切换。

请参阅图9，在本实用新型一实施例中，逆变整流单元101包括第九场效应管Q3A、第十场效应管Q4A、第十一场效应管Q3B以及第十二场效应管Q4B。

第九场效应管Q3A的漏极和第十二场效应管Q4B的源极共同构成为逆变整流单元101的第一电压输入端和逆变整流单元101的第二电压输出端。

第九场效应管Q3A的漏极与第十场效应管Q4A的漏极连接，第九场效应管Q3A的源极与第十二场效应管Q4B的漏极连接。

第十二场效应管Q4B的源极与第十一场效应管Q3B的源极连接。

第十一场效应管Q3B的漏极与第十场效应管Q4A的源极连接。

第九场效应管Q3A的源极和第十场效应管Q4A的源极共同构成为逆变整流单元101的第三电压输出端和逆变整流单元101的第六电压输入端。

第九场效应管Q3A、第十场效应管Q4A、第十一场效应管Q3B以及第十二场效应管Q4B共同构成DC-AC全桥变换电路。Vin为直流电压，第九场效应管Q3A、第十二场效应管Q4B、第十场效应管Q4A、第十一场效应管Q3B为可控开关管。当第九场效应管Q3A和第十一场效应管Q3B导通，第十二场效应管Q4B和第十场效应管Q4A断开时，第九场效应管Q3A的源极端电压为正，第十场效应管Q4A的源极电压为负；反之，当第十二场效应管Q4B和第十场效应管Q4A导通而第九场效应管Q3A和第十一场效应管Q3B断开时，第九场效应管Q3A的源极端电压为负，第十场效应管Q4A的源极电压为正，从而实现将直流的电压逆变成交流的电压的作用。

请参阅图9，在本实用新型一实施例中，变压谐振单元102包括第一变压器T1、第四电感L4、第五电感L5以及第八电容C8。

第四电感L4的第一端和第一变压器T1的原边绕组的第二端共同构成为变压谐振单元102的第三电压输入端和变压谐振单元102的第六电压输出端。

第四电感L4的第二端与第八电容C8的第一端连接，第八电容C8的第二端与第一变压器T1的原边绕组的第一端和第五电感L5的第一端连接，第五电感L5的第二端与第一变压器T1的原边绕组的第二端连接。

第一变压器T1的副边绕组的第一端和第一变压器T1的副边绕组的第二端共同构成为变压谐振单元102的第四电压输出端和变压谐振单元102的第五电压输入端。

顺流降压模式下，第一变压器T1对第三电压进行变压和谐振处理，对应生成第四电压；逆流升压模式下第一变压器T1对第五电压进行变压和谐振处理对应生成第六电压。在顺流工作模式下逆变整流单元101、变压谐振单元102以及整流逆变单元103结合滤波模块18构成了一个LLC全桥谐振隔离双向DC-DC变换器，其中第四电感L4和第五电感L5以及第八电容C8组成谐振网络，可对第三电压和第四电压进行谐振处理。

在逆流工作模式下整流逆变单元103、变压谐振单元102以及逆变整流单元101和滤波电容C11(或者和调压单元121中的第三电容C3)构成了1个LC全桥谐振双向DC-DC变换器，此时第四电感L4和第八电容C8构成了谐振网络，对第五电压和第六电压进行谐振处理。

请参阅图9，在本实用新型一实施例中，整流逆变单元103包括第十三场效应管Q5A、第十四场效应管Q6A、第十五场效应管Q5B以及第十六场效应管Q6B。

第十三场效应管Q5A的源极与第十六场效应管Q6B的漏极连接，第十三场效应管Q5A的漏极与第十四场效应管Q6A的漏极连接。

第十四场效应管Q6A的源极和第十五场效应管Q5B的漏极连接，第十五场效应管Q5B的源极与第十六场效应管Q6B的源极连接。

第十三场效应管Q5A的源极和第十五场效应管Q5B的漏极共同构成为整流逆变单元103的第四电压输入端和整流逆变单元103的第五电压输出端。

第十四场效应管Q6A的漏极和第十五场效应管Q5B的源极共同构成为整流逆变单元103的第一目标电压输出端和整流逆变单元103的第二原始电压输入端。

第十三场效应管Q5A、第十四场效应管Q6A、第十五场效应管Q5B以及第十六场效应管Q6B构成整流桥。第十六场效应管Q6B和第十四场效应管Q6A导通时，第十三场效应管Q5A和第十五场效应管Q5B关闭，第十五场效应管Q5B的源极和第十六场效应管Q6B的源极共同构成为正极性输出端，第十三场效应管Q5A的漏极第十四场效应管Q6A的漏极共同构成为负极性输出端；反之，同理分析。因此，可实现在顺流降压模式下对交流的第四电压进行整流以生成直流的第一目标电压，以满足应用需求。

而在逆流升压模式下，由于整流逆变单元103和逆变整流单元101是对称的结构，因此类比逆变整流单元101的逆变工作原理进行分析可知，整流逆变单元103可以实现对低压极性保护模块131保护后的第二原始电压进行逆变成交流的第五电压。逆变整流单元101也可对交流的第六电压进行整流以生成直流的第二电压。

具体实施中，在顺流降压模式下，可通过在整流逆变单元103之后设置一个滤波模块18，可选的，滤波模块18包括滤波电容。在整流逆变单元103之后并联一个滤波电容C10，对整流逆变单元103输出的第一目标电压进行滤波，消除噪声干扰，并且对输入整流逆变单元103的第二原始电压进行滤波降噪，提高整流逆变单元103的转换质量和转换效率。

本实用新型实施例中，通过第九场效应管Q3A、第十一场效应管Q3B、第十三场效应管Q5A以及第十五场效应管Q5B的频率固定而且同频同脉冲宽度。第十场效应管Q4A、第十二场效应管Q4B、第十四场效应管Q6A以及第十六场效应管Q6B的频率也固定且同频同脉冲宽度，并与第九场效应管Q3A、第十一场效应管Q3B、第十三场效应管Q5A以及第十五场效应管Q5B保持一定的死区，使得隔离双向DC-DC变换器正反方向工作时均能实现软开关，控制策略简单，易于实现。

请参阅图10，在本实用新型一实施例中，变压谐振单元102包括第二变压器T2、第六电感L6、第七电感L7、第八电感L8以及第九电容C9。

第六电感L6的第一端和第六电感L6的第二端共同构成为变压谐振单元102的第三电压输入端和变压谐振单元102的第六电压输出端。

第六电感L6的第一端与第七电感L7的第一端连接，第七电感L7的第二端与第九电容C9的第一端连接，第九电容C9的第二端与第八电感L8的第一端和第二变压器T2的原边绕组的第一端连接，第六电感L6的第二端与第八电感L8的第二端和第二变压器T2的原边绕组的第二端连接。

第二变压器T2的副边绕组的第一端和第二变压器T2的副边绕组的第二端共同构成为变压谐振单元102的第四电压输出端和变压谐振单元102的第五电压输入端。

本实施例可以使得顺流降压和逆流升压模式都构成LLC谐振变换器，隔离双向DC-D变换器具备双向对称结构，可以采用变频工作模式来适应一定的电压变化范围。

请参阅图11，在一实施例中，高压保护模块11包括高压故障保护模块111、高压浪涌保护模块112以及高压极性保护模块113。

高压故障保护模块111与第一原始电压连接，用于对第一原始电压或第二目标电压进行过压保护。

高压浪涌保护模块112与高压故障保护模块111连接，用于对经过高压故障保护模块111保护后的第一原始电压的瞬态电流峰值和极性保护后的第二目标电压的瞬态电流峰值进行抑制。

高压极性保护模块113与高压浪涌保护模块112连接，用于对高压浪涌保护后的第一原始电压和第二目标电压进行极性保护。

具体实施中，高压保护模块11还可以包括EMC(Electro Magnetic Compatibility，电磁兼容性)电路，这取决于实际产品的EMC要求等级。

本实施例可以防止高压侧出现过压/故障或者瞬态电压过大或者电压极性相反而对电路造成损害。

请参阅图12，在一实施例中，低压保护模块13包括低压极性保护模块131和低压浪涌故障保护模块132。

低压极性保护模块131用于对第一目标电压和经过浪涌与故障保护后的第二原始电压进行极性保护的。

低压浪涌故障保护模块132与低压极性保护模块131连接，用于对经过低压极性保护模块131保护后的第一目标电压和第二原始电压进行过压保护并且对经过低压极性保护131模块保护后的第一目标电压的瞬态电流峰值和第二原始电压的瞬态电流峰值进行抑制。

具体实施中，低压保护模块13还可以包括EMC电路，这取决于实际产品的EMC要求等级。

本实施例可以防止低压侧出现过压/故障或者瞬态电压过大或者电压极性相反而对电路造成损害。

综上所述，本实用新型实施例提供的一种隔离双向DC-DC变换器，通过高压保护模块对高压侧的电路进行保护，通过调压模块调节电压，通过DC-DC隔离变换模块对电压进行顺流降压和逆流升压调节，通过低压保护模块对低压侧的电路进行保护，可以实现隔离双向DC-DC变换器顺流降压模式和逆流升压模式的无缝切换，软开关控制，能够降低开关损耗，提高隔离双向DC-DC变换器的效率，节约能源，且该隔离双向DC-DC变换器可实现在宽范围、高电压(例如高达1500V及以上的电压)条件下工作。

在整个说明书中对“各种实施方式”、“在实施方式中”、“一个实施方式”或“实施方式”等的引用意为关于实施方式所述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个实施方式中。因此，短语“在各种实施方式中”、“在一些实施方式中”、“在一个实施方式中”或“在实施方式中”等在整个说明书中的适当地方的出现并不一定都指同一实施方式。虽然上面以某个详细程度描述了某些实施方式，但是本领域中的技术人员可对所公开的实施方式做出很多变更而不偏离本公开的范围。“例如”在整个说明书中的使用应被广泛地解释并用于提供本公开的实施方式的非限制性例子，且本公开不限于这样的例子。

以上仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。