一种具有高增益的直流变换器的制作方法

本实用新型属于电力电子技术领域，具体涉及一种具有高增益的直流变换器。

背景技术：

随着社会对清洁、绿色能源的需求越来越多，在未来绿色能源发电(如光伏发电，风力发电)的发展前景会越来越大。在光伏发电系统中，输出电压往往比较低，无法达到直流母线电压要求，所以需要升压变换器进行升压。传统升压变换器电路如图1所示，基本工作原理为：在开关管sw导通阶段，电源vdc给电感l充电，电感l储能，同时输出电容c给负载rl供电；在开关管sw关断阶段，电源vdc和电感l给输出电容c供能，实现输出电压vo的升高。传统的直流升压变换器，尽管可以将直流电压升到所需电压等级，但是会增加开关管损耗，降低了变换器的效率，同时为了输出高电压，占空比很大，这会影响电流纹波，降低电能质量。因此提出一种新型具有实用价值的设计解决传统变换器低效率问题。

技术实现要素：

本实用新型提供了一种具有高增益、高效率的直流变换器，解决传统升压变换器固有的问题，使变换效率得到提高。

为达到上述目的，本实用新型采用的技术方案是，一种具有高增益的直流变换器，包括高频变压器、开关管sw和电容二极管箝位升压电路，高频变压器采用异名端串联的联接方式，高频变压器的绕组np和绕组ns的连接处与开关管sw的d极连接，绕组np同名端与电源连接；

电容二极管箝位升压电路包括二极管d1，二极管d1的阳极与开关管sw的d极连接，二极管d1的阴极与电容c1第一端以及二极管d2的阳极连接，电容c1的第二端与变压器的绕组ns的异名端连接；二极管d2的阴极与电容c2第一端以及二极管d3的阳极连接，电容c2第二端与开关管sw的s极连接；二极管d3的阴极与电容c3的第一端连接，电容c3的第二端与绕组ns的异名端连接。

进一步的，开关管sw的d极与二极管d1之间连接有二极管dc，所述二极管dc阴极与电容cc第一端以及二极管d1的阳极连接，所述电容cc第二端与开关管sw的s极连接。

进一步的，二极管d3的阴极与二极管do的阳极连接，二极管do的阴极与sw的s极连接。

进一步的，二极管do的阴极与sw的s极之间连接有电容co，电容co两端用于连接负载。

进一步的，开关管sw为金属氧化物半导体场效应晶体管。

进一步的，高频变压器选用ee型磁芯高频低饱和变压器。

进一步的，电容c1、电容c2以及电容c3均采用低esr电解电容。

进一步的，二极管d1、二极管d1以及二极管d3采用快恢复二极管。

与现有技术相比，本实用新型至少具有以下技术效果，改进的boost电路与电容二极管组合的升压电路的有机结合，在占空比较低的情况下，由于电容二极管箝位升压电路可以将co两端电压泵升至较高的电压，所以可以实现低占空比的情况下输出较高电压。

进一步的，使用电容cc将漏感lk的能量收集，然后将收集的能量输送到泵升电容c1、泵升电容c2、和泵升电容c3进行储存，因此该电路具有很高的效率。

进一步的，二极管d3的阴极与二极管do的阳极连接，二极管do的阴极与sw的s极连接可以通过控制二极管do上的电压来控制一个周期的占空比。

附图说明

图1是传统升压变换器；

图2是本实用新型整体示意图；

图3、4是开关管导通时序图和某些支路电压电流波形图；

图5是t0～t1的工作状态图；

图6是t1～t2的工作状态图；

图7是t2～t3的工作状态图；

图8是t3～t4的工作状态图；

图9是t4～t5的工作状态图；

图10为电压型单闭环线性控制示意图；

图11为单周期闭环非线性控制示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型进行详细说明。

在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本实用新型的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。在本实用新型的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。

作为一种高效率的直流变换器，该变换器可以用于光伏发电、风力发电，电力汽车等领域。该高增益、高效率的直流变换器可以看成是改进boost电路和电容二极管箝位升压电路的有机结合，在占空比比较低的情况下，可以实现比较高的输出增益，同时可以降低开关损耗、回收漏感储存的能量，提高变换效率。本高增益、高效率的直流变换器的创新思想主要为：1)使用二极管电容组成电容二极管箝位升压电路，实现高增益的变换器。2)使用电容收集漏感的能量，实现高效率的变换器。

下面结合附图和具体实施方式对本设计进行详细的说明。

参照图2，一种具有高增益的直流变换器，包括变压器、电容二极管箝位升压电路和滤波电路。变压器采用异名端串联的联接方式，在boost电路的基础上将储能电感l换成高频变压器，高频变压器两个绕组(np,ns)的连接处与开关管sw的d极连接，开关管sw具有寄生电容csw。原边绕组有漏感lk和励磁电感lm，绕组np同名端与电源连接。

由高频变压器代替储能电感boost电路与电容二极管箝位升压电路有机结合，电容二极管箝位升压电路是由若干个二极管和电容组成的电容二极管箝位升压电路。开关管sw的d极与二极管dc阳极连接，二极管dc阴极与电容cc第一端连接，电容cc第二端与开关管sw的s极连接。二极管dc的阴极与二极管d1的阳极连接。二极管d1的阴极与电容c1第一端连接，电容c1的第二端与变压器的绕组ns的异名端连接。

二极管d1的阴极与二极管d2的阳极连接，二极管d2的阴极与电容c2第一端连接，电容c2第二端与开关管sw的s极连接。二极管d2的阴极与二极管d3的阳极连接，二极管d3的阴极与电容c3的第一端连接，电容c3的第二端与绕组ns的异名端连接。

最后，电容二极管箝位升压电路通过二极管do输出到滤波并联支路co，具体连接方式如下：二极管d3的阴极与二极管do的阳极连接，二极管do的阴极与电容co的第一端连接，电容co的第二端与开关管sw的s极连接，电容co两端为输出端。

其中，高频变压器选用ee型磁芯高频低饱和变压器。电容cc,电容c1,电容c2、电容c3以及电容co均采用低esr电解电容。二极管d0、二极管d1、二极管d2以及二极管d3采用快恢复二极管。

图3和图4是开关管sw导通时序波形图和支路电压电流波形图，根据开关管sw导通时序图可以获得5个工作状态图。如图3、图4所示，导通时序和支路电压电流包括以下内容：触发信号vgs，耦合电感励磁电感lm支路电流ilm，耦合电感漏感lk支路电流ilk，二极管d1的电流id1，二极管d2的电流id2、二极管d3的电流id3、二极管do的电流ido、二极管dc的电流idc，开关管sw的漏源电流ids和漏源电压vds。

设占空比为d，在图2的电路中，电源电压为vdc，整体工作状态分为两个大阶段：开关管sw导通和关断阶段。在稳态工作时，电感np的电压vnp根据伏秒特性可以导出为：

vnp(on)＝vdc

有vns＝nvnp，n为变压器变比。

on阶段：vnp(on)＝vdcvc1＝vns(on)+vccvc3＝vc2+vns(on)

off阶段：vcc＝vnp(off)+vdc

vc2＝vc1+vns(off)+vnp(off)+vdc

vco＝vc3+vns(off)+vnp(off)+vdc

可得改进后直流变换器的增益a为：传统直流boost变换器的增益为：从两个增益表达式中可以得出结论：改进后的直流变换器可以实现比传统直流boost变换器的输出增益还要高。

图5是t0～t1工作状态图，在t0～t1时间段内，开关管sw导通，电源vdc给漏感lk和励磁电感lm储能，漏感lk支路电流ilk和励磁电感lm支路电流ilm呈上升趋势，二极管d1、二极管d3在t0前不通，在t0时刻导通，二极管电流id1、id3呈上升趋势，二极管d2、二极管do和二极管dc不导通，即：电源vdc给励磁电感lm和漏感lk储能；绕组ns与电容cc一起给电容c1供电，提升c1电压；绕组ns与电容c2一起给电容c3供电，提升c3电压。输出电容co给负载rl供电，开关管两端寄生电容csw电压为0。

图6是t1～t2工作状态图，在t1～t2时间段内，开关管sw断开，寄生电容csw初始电压为零且不能突变，开关管sw零电压关断，电源vdc和绕组np(漏感lk能量和励磁电感lm能量)给电容csw供电。在该回路中，电源vdc和绕组np(漏感lk能量和励磁电感lm能量)电容csw，产生谐振。漏感lk较小，ilk变化比较大，而漏感lm比较大，ilm变化比较小。电容csw很小，其充电时间很短，在t2时刻电压vcsw为vnp(off)+vdc与vcc相等，开关管sw上有寄生电感，关断时出现电流尖峰。

图7是t2～t3工作状态图，在t2～t3时间段内，漏感释放能量，此时，在回路(电源vdc

、绕组np、二极管dc、漏感lk)中，相当于工作在boost电路断续模式下的开关管关断阶段，二极管dc自然导通，漏感lk给电容cc充电，电容cc收集漏感lk的能量，提高变换器的效率；泵升电容c3、绕组ns、电容cc给输出电容co供电，提升输出电容co的电压。

图8是是t3～t4工作状态图，在t3时刻，漏感lk的能量已经完全释放，此时，二极管dc自然关断，输出能量由电源和励磁电感lm提供。同时，泵升电容c1、励磁电感lm、电源给泵升电容c2供电，提升泵升电容c2的电压，泵升电容c2给泵升电容c3充电；泵升电容c3、励磁电感lm、电源vdc给输出电容co供电，提升输出电容co的电压，获得高增益输出电压。

图9是t4～t5工作状态图，在t4～t5时间段内，开关管sw开通，寄生电容csw放电，电源vdc给漏感lk和励磁电感lm储能，电感电流ilk和ilm呈上升趋势，二极管d1、d3不导通，二极管d2、do继续导通，电源vdc给电感lm和漏感lk储能。

传统控制策略一般使用电压型单闭环线性控制，如图10所示。电压型闭环线性控制由于控制调节存在延迟效应，使得系统难以达到更好的品质。当系统受到干扰后，系统输出往往需要在几个周期后才能稳定，反馈调节存在延迟，所以系统响应速度比较慢。因此，本设计采用一种非线性控制策略：单周期控制，以实现更快的响应速度。

本设计采用的非线性控制策略：单周期闭环非线性控制。其相比于电压型闭环线性控制，这种控制策略具有更高的响应速度，实现输出稳态误差为零，对输入扰动具有很好地控制性能。

在稳态情况下，当开关管sw导通时，二极管do上的电压为：其中，占空比d为上一个周期的占空比。当开关管sw关断时，二极管do上的电压为零，所以可以通过控制二极管do上的电压来控制一个周期的占空比，即

根据高增益、高效率直流变换器的增益公式可得该高增益、高效率直流变换器的单周期控制规则为：vr-(2n+3)vdc＝dvco，其控制原理图如图11所示。其中，ve为积分器输出电压，ts为开关周期，vdoavg为二极管do电压平均值，vr为给定参考电压。

上述具有高增益、高效率的直流变换器，采用二极管电容升压电路以实现高增益，同时使用电容将变压器漏感的能量收集起来，以实现高效率，具有很高的使用价值。

以上内容仅为说明本实用新型的技术思想，不能以此限定本实用新型的保护范围，凡是按照本实用新型提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本实用新型权利要求书的保护范围之内。