用于切换交流电压的电路的制作方法

本发明涉及一种用于切换交流电压的电路。

背景技术：

例如在kr101594517b1中所示出的那样，优选使用pin二极管来切换高频电压。这种pin二极管在p掺杂区域和n掺杂区域之间具有所谓的本征区域。在pin二极管沿导通方向偏压的情况下，来自p掺杂和n掺杂区域的、数倍于本征区域中已经固有的载流子浓度的载流子被注入该本征区域中。来自p掺杂和n掺杂区域中的高载流子注入将电场从p掺杂或n掺杂区域深入地转移到本征区域中。这引起pin二极管内载流子传输加速，进而使其适于高频应用。尤其在自10mhz起更高频的情况下，与普通pn二极管相比，pin二极管失去其整流作用。pin二极管的复合时间，即从本征区域中完全清空高浓度的注入载流子所需的时间，相对于普通的pn二极管显著更高。

因此，在根据图2b施加较高频交流电压的情况下，pin二极管是自导通的(根据图2a的特性曲线，该pin二极管被正向施加直流电压udc偏压就会引起正向操作所需的二极管直流电流idc)。本征区域中的载流子不再能够跟随较高频交流电压的方向的快速改变。pin二极管实际上表现为就像由直流电压udc控制的电阻一样。

但是，pin二极管在施加较高频的交流电压时的自导通的特性具有如下缺点，即pin二极管不能自截止。如从图1得出，pin二极管的操作不仅需要用于使pin二极管沿导通方向偏压的直流电压网，而且不利地，也需要用于使pin二极管沿截止方向偏压的直流电压网。

在成本敏感的应用场合中，例如在汽车行业中，与附加的直流电压源和附加的线圈(所述线圈防止将高频信号馈入直流电压网)相关联的较高成本是显著的应用阻碍。

wo01/35530a2公开了一种电路，在所述电路中，高频传输路径的状态经由电容器和pin二极管所构成的串联电路而在截止和导通之间控制。由电容器和pin二极管构成的串联电路连接在高频传输路径和接地电势之间。pin二极管通过其自整流而将自身偏压到高频峰值电压，使得不再需要外部供应的负偏压。

在pin二极管针对高频信号截止的情况下，由于高频传输路径和接地电势之间的由电容器和pin二极管构成的串联电路，存在从高频传输路径经由电容器到达截止的pin二极管的短截线。从高频传输路径耦合到短截线中的高频信号在截止的pin二极管处反射并且以一相位偏移而与直接经由高频传输路径传输的高频信号叠加。通过pin二极管的这种接线，使高频传输路径的高频传输行为显著变差。

在高频传输路径的截止状态下，即，在pin二极管导通的情况下，高电流经串联电路流动至接地电势。为了实现这种高的载流能力，在设计高频放大器、电容器和pin二极管时需付出相当大的努力。

另外，除了耦合输出电容器，pin二极管的这种接线还需要串联电路的电容器，因此，不存在具有最小数量元件的解决方案。

最后，对于其中多个并联的高频传输路径的输入端被连接到公共输入接口的分配电路而言，当以这种方式对pin二极管进行接线时，在至少一个pin二极管导通的情况下，所有并联的高频传输路径都截止。如果多个pin二极管由于驱动错误而同时截止，则多个高频传输路径能够同时是导通的。因此，pin二极管的这种接线不适合于分配电路，在所述分配电路中单个高频传输路径总是导通的并且所有其余的高频传输路径是截止的。

这是有待改善的状态。

技术实现要素：

针对上述背景，本发明所基于的目的是：提出一种二极管复杂度最小的电路，借助所述电路能够切换交流电压。

根据本发明，所述目的通过具有权利要求1的特征的用于切换交流电压的电路来实现。

因此提出：

用于切换交流电压的电路，包括

-能够与交流电压源连接的输入端，

-能够与负载阻抗连接的输出端，

-第一串联电路，其包括二极管和用于存储电荷的电路，

-其中第一串联电路具有与输入端连接的第一端部连接处和与输出端连接的第二端部连接处，

-直流电压源，所述直流电压源连接于二极管和输入端之间的电连接处或者连接于二极管和输出端之间的电连接处，并且

-直流电压源构建成，将直流电流馈入二极管中，

-和第一开关，所述第一开关借助于以一端连接于二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接处，和

-所述第一开关构建成，在以下开关状态之间切换：将一取决于参考电势的电势施加在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接处的开关状态，以及将一浮动电势施加在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接处的开关状态。

本发明所基于的知识/想法在于：通过断开第一开关，在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接处存在浮动电势。

当针对直流电流的电路节点或电连接处不具有到电路的参考电势的导通的电连接时，则在电路的电路节点中或电路的两个电路元件之间的电连接处中存在浮动电势。电路节点和电连接处因此与电路的每个参考电势隔离进而独立于参考电势。

用于存储电荷的电路和断开的第一开关对于直流电流都没有实现电流的流通，进而对于直流电流并不构成到电路的参考电势的导通的电连接。为了在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接处存在浮动电势，二极管在第一开关断开时必须进入反向状态，而为此不存在到电路的参考电势的附加的电连接。

这是可行的，因为由直流电压源馈入到二极管中的直流电流分量idc和由交流电压源馈入到二极管中的交流电压分量ihf不随第一开关的断开而突然地下降到零值，而是以一定时间常数的暂态过程下降到零。所述时间常数主要从二极管的流阻和用于存储电荷的电路的电容中得出。在二极管电流的该延迟的下降期间，对与二极管连接的用于存储电荷的电路加载二极管电流的电荷，达到特定的电压，所述特定的电压自特定的值起用作为二极管的反向电压。

对于将低频率的交流电压施加到二极管上的情况，在二极管中出现整流效应。二极管仅在施加正的阳极-阴极电压时才导通。如从图2c针对该情况得出：二极管电流仅包含正的电流分量，所述正的电流分量由直流电流分量idc和叠加的交流电流分量ihf组成。直流电流分量idc和叠加的交流电流分量ihf分别以该时间常数接近零。在该时间段期间，用于存储电荷的电路以正的二极管电流进行充电。用于存储电荷的电路在该时间段期间没有放电，因为缺少负的二极管电流。

在高频交流电压的情况下，即，在具有0.3mhz至30ghz频率的交流电压的情况下，二极管被设计为pin二极管。在该情况下，在pin二极管处不出现整流效应。如从图2d可见，在其中直流电流分量idc和叠加的交流电流分量ihf分别以时间常数下降到零的整个时间段期间，二极管电流在没有中断的情况下流过pin二极管。因此，在该时间段中对用于存储电荷的电路充电且放电。但是，由于正的直流分量，二极管电流的输送给用于存储电荷的电路的自由载流子总和大于从用于存储电荷的电路提取的载流子(为此还有图2d中的在总二极管电流之下的相应的面积的电荷)。因此，在该情况下，用于存储电荷的电路被充电到足够的电压，所述电压构成使二极管截止的足够的反向电压。

因此，在这两种情况下，有利地，在不从参考电势源对二极管或pin二极管沿反向方向施加直流电压的情况下，实现二极管或pin二极管的自截止。

根据本发明，将第一串联电路的第一端部连接处与输入端连接，并且第一串联电路的第二端部连接处与输出端连接。因此，将第一串联电路集成到高频传输路径中。在包含多个并联的高频传输路径的分配电路中，总是仅有唯一的高频传输路径(进而是唯一的pin二极管)导通，而所有其他的高频传输路径或pin二极管截止。在包含集成到高频传输路径中的第一串联电路的分配电路中，在任意运行时间唯一地在一个pin二极管中流过电流，而在具有根据wo01/35530a2的电路时间方案的分配电路中，在多个二极管中分别流过电流。因此，根据本发明的电路实现方案相对于现有技术有利地在能量消耗方面是最少的。

由直流电压源将直流电流馈入二极管中，如常见的那样，是通过连接在直流电压源和二极管之间的电阻进行的。替选地，也通过直流电流源进行直流电流的馈入。最后，并行地实现直流电压源和直流电流源也是可行的。

为了将直流电流馈入二极管中，将直流电压源连接于在输入端和二极管之间的电连接处或连接于在输出端和二极管之间的电连接处。

在此，电连接可理解为，在二极管和输入端或输出端之间例如借助于在印刷电路板或基板上实现的导体迹线或条线或借助于(键合)线进行的直接的电连接。此外，电连接也可理解为适合于传输尤其交流电压或高频电压的、在二极管和输入端或输出端之间的能导电的连接，将附加的电子器件(例如电容器或电阻器)接入所述电连接中。电连接的相同的定义也适用于二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接。

在此，将直流电压源连接于输入端和二极管之间的电连接处或连接于输出端和二极管之间的电连接，在理想情况下能够直接在没有中间接入附加的器件或电路的情况下实现。在理想情况下，如也在根据本发明的电路的各个实施方式和变型形式中示出的那样，将直流电压源连接于电连接处也包含中间接入另外的器件或电路。将电子器件连接于电连接的定义以相同的方式适用于所有其他在本申请中还要使用的等价的表述。

以一端连接于在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接的第一开关优选地能够在两个开关状态之间切换。在第一开关的第一开关状态下，在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接中存在取决于参考电势的(电)势。势在此能够对应于参考电势或者经由某一因素而取决于参考电势。参考电势以及所述因素优选均是固定值。根据本发明的电路的特定的应用，参考电势和/或所述因素也能够是时间上可变的或取决于其他参数(例如电路的环境温度)，进而是可变的。根据特定的应用要求，第一开关能够具有多于两个开关状态。

第一开关在每种情况中实现为电子开关，优选实现为开关晶体管。这种开关晶体管以双极技术实现或实现为场效应晶体管。此外，这种电子开关能够作为二极管、半导体集电器或晶闸管实现。对第一开关所提及的表现形式等价地适用于下面还要描述的开关。

优选地，将电路的接地电势用作为参考电势。替选地，也能够选择与接地电势不同的参考电势。在此，参考电势的值能够根据在直流正向路径中使用的电子器件的参数以及由直流电压源产生的直流电平来选择，使得足够的二极管直流电流idc正向能够流过二极管。

根据本发明的电路的输入端(用作为交流电压输入端、优选用作为高频输入端)能够与交流电压源或高频电压源连接。这例如能够是频率谐振器或电子电路，将直流电压或高频电压施加在其输出端处。除了交流电压源之外，替选地，交流电流源或在其输出端处产生交流电流的电路也是可行的。

根据本发明的电路的输出端能够与负载阻抗连接。在汽车领域中，根据本发明的电路能够用于将高频交流电压接通到一电路，在所述电路中高频交流电压与高压脉冲叠加。与高频电压叠加的高压脉冲用于驱动火花塞。在该应用情况下，至少从处于根据本发明的电路和电火花塞之间的高频线的线阻抗、处于电火花塞中的内导体的阻抗、附加的寄生电容，以及存在于两个火花塞电极之间的燃烧室中的阻抗中得出负载阻抗。

从其他的从属权利要求以及从参考附图的描述中得出其他有利的设计方案和改进形式。

要理解的是：上面提出的和下面还要阐述的特征不仅能够以分别说明的组合的形式，而且也能够以其他的组合使用或单独地使用，而没有偏离本发明的范围。

在根据本发明的电路的一个优选的表现形式中，第一开关构成为第一闭合开关或第一断开开关。

在闭合开关的情况下，在第一开关状态下，即在激活所述闭合开关的情况下，实现了开关的两个端子之间的闭合的电触点连接进而将开关闭合。在闭合开关的情况下，在第二开关状态下，即在没有激活所述闭合开关的情况下，实现了开关的两个端子之间电触点的断开进而将开关断开。在断开开关的情况下，开关状态与闭合开关的开关状态相反。在断开开关的情况下，在第一开关状态下，即在激活所述断开开关的情况下，实现了在开关的两个端子之间电触点的断开进而将开关断开。在第二开关状态下，即在没有激活所述断开开关的情况下，实现了在开关的两个接口之间的闭合的电触点连接进而将开关闭合。

如果实现为闭合开关或断开开关的第一开关的一端与参考电势连接，而第一开关的另一端与二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接进行连接，则二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接在一开关状态下与参考电势电连接，并且在另一开关状态下与参考电势电隔离。因此，在一开关状态下，在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接中存在参考电势或取决于参考电势的电势。在另一开关状态下，在暂态过程结束之后，在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接中存在浮动电势，在所述暂态过程中，二极管在断开第一开关之后截止。

除了断开开关或闭合开关之外，第一开关也能够实现为切换开关。在该情况下，与二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接进行连接的端子要么与第一另外的端子连接，要么与第二另外的端子连接，其中所述第一另外的端子与参考电势连接，所述第二另外的端子不与任何电势连接，尤其不与任何参考电势连接。所述切换开关的所述第二另外的端子在该情况下“切换为断开”。

在根据本发明的电路的另一优选的实施方式中，在将直流电流馈入二极管中的直流电压源与在二极管和输入端之间的电连接之间，或者在直流电压源与在二极管和输出端之间，接入具有低通滤波特性的电路或具有电阻器的电路。同样地，在第一开关与在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接之间接入具有低通滤波特性的电流或具有电阻器的电路。

具有低通滤波特性的电路为如下电路，所述电路的传输特性对应于低通滤波器的传输特性。因此，所述电路对于具有低于低通滤波器的截止频率的频率的信号或信号分量是导通的，并且对具有高于低通滤波器的截止频率的频率的信号或信号分量是截止的或至少是衰减的。优选将线圈用作为具有低通滤波特性的电路。线圈优选分别为没有集成的铁素体芯的圆柱线圈，即空心线圈。此外，也能够使用具有集成的铁素体芯的圆柱线圈或具有其他方式成形的或缠绕的线匝的线圈。

在下文中，将接入第一开关与在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接之间的线圈称作为第一线圈。在下文中，将接入直流电压源与在输入端和二极管之间的电连接之间的线圈，或者接入直流电压源与输出端和二极管之间的电连接之间的线圈称作为第二线圈。

具有电阻器的电路例如可以是键合线，所述键合线在高频范围中具有感应行为。作为替选，具有电阻器的电路可以是条形线，所述条形线被设计为所谓的蝶形短截线，进而同样在较高频范围中具有电感特性。

具有低通滤波特性的电路和具有电阻器的电路防止在输入端处馈入的交流电压一方面朝直流电压源的方向流出并且另一方面朝第一开关的方向进而朝参考电势的方向流出。因此，在输入端处馈入的交流电压唯一地经由二极管或pin二极管流动至输出端。防止了馈入的交流电压短路至直流电压源或参考电势。

用于存储电荷的电路优选是电容器，所述电容器能够存储电荷。替选地，用于存储电荷的电路也能够包含电容器的阵列。除了电容器之外，替选地也能够将电容二极管或mos场效应晶体管用作为用于存储电荷的电路。

在根据本发明的电路的第一扩展形式中，在参考电势与在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接之间设有由第三线圈和多个另外的电容器的互联线路构成的串联电路。

当断开第一开关(即在二极管的正向和反向操作之间的过渡中)，另外的电容器被置于并联配置中。为此，在二极管侧(即在到二极管的电连接中)，在另外的电容器之间连入相应的第二开关，并且在参考电势的一侧上(即在到参考电势的电连接中)连入相应的第三开关，所述开关均被闭合。同时，在另外的电容器之间接入相应的第四开关，所述第四开关均被断开。

电容器和并联的另外的电容器均通过流过二极管的电荷被充电到相同的电容器电压。一旦电容器处或所有并联的另外的电容器处的所述电容器电压分别达到特定的电压水平，另外的电容器的并联配置转变为串联配置。为此，第二和第三开关均断开并且同时第四开关闭合。

通过另外的电容器的串联配置，跨所有串联互联的另外的电容器施加电容器总电压，所述电容器总电压对应于单个电容器电压的多倍，该倍数对应于串联的另外的电容器的数量。因此，引起串联互联的另外的电容器的较高的电容器总电压和电容器的较低的单个电容器电压之间的平衡过程。在平衡过程之后，在二极管处设定反向电压，所述反向电压处于串联互联的另外的电容器的电容器总电压和电容器的单个电容器电压之间。可在根据本发明的电路的第一扩展方案中实现的反向电压因此相对于在根据本发明的基础电路中可实现的反向电压提高。

根据本发明的电路的第一扩展方案中的第三线圈防止施加在二极管处的交流电压经由另外的第一电容器的互联线路与参考电势或接地电势短路。

在根据本发明的用于切换交流电压的电路的优选的第二扩展方案中，当断开第一开关时，在二极管从正向操作到反向操作的过渡中，将多个另外的电容器与该电容器并联。另外的电容器与该电容器的并联经由使用第二开关和第三开关进行，所述第二开关中的每一个均在二极管侧(即在到二极管的电连接中)连接在两个电容器之间，所述第三开关中的每一个均在输入或输出端的一侧上(即在到输入或输出端的电连接中)连接在两个电容器之间。

在根据本发明的电路的第二扩展方案中，在二极管的正向和反向操作之间的暂态阶段中，对电容器和另外的电容器并行充电。在此，电容器和所有另外的电容器均充电到相同的电容器电压。如果电容器和另外的电容器优选具有相同的电容，则在电容器上和在所有另外的并联的电容器上分别存在相同的电荷量。

如果在达到特定的电容器电压电平时电容器和另外的电容器均串联连接，则各个电容器电压相加。以该方式，在二极管处通过将电容器从并联切换到串联，施加了对应于所使用的电容器的数量的更高的反向电压。以该方式，有利地能够实现反向电压，所述反向电压相对于在根据本发明的电路的基础实施方案和第一扩展方案中分别可实现的反向电压提高，进而实现可靠地截止二极管。

在电容器和另外的电容器的并联配置中，第二和第三开关均闭合，而第四开关断开。在电容器和另外的电容器的串联配置中，第二和第三开关均断开并且同时第四开关闭合。

在根据本发明的电路的第三扩展方案中，第五开关连接在二极管与由第一线圈和第一开关构成的串联电路之间。

与第一开关同步地，第五开关也断开。第一和第五开关的断开在第一线圈中产生突然的电流中断，所述电流中断在第一线圈中感应电压。在第一线圈中感应的电压具有朝二极管方向的电压降。

第六开关将电连接与电路的接地电势连接，所述电连接将第五开关与第一线圈连接。为了将在第一线圈中感应的电压与参考电势相关联，同步地或至少时间上邻近于第一和第五开关的断开来闭合第六开关，进而将第一线圈的二极管侧的端子引导到接地电势。

同步地或时间上邻近于第六开关的闭合，闭合第七开关，所述第七开关接入二极管与在第一线圈和第一开关之间的电连接之间。在同时断开第一和第五开关且同时闭合第六和第七开关的优选情况下，在该时间点，最大可行的直流电流udc正向流过二极管。因此，在第一线圈中感应的电压由于最大可行的电流变化被最大化。通过闭合第七开关，电容器以在第一线圈中感应的电压而尽可能快地被充电。因此，在二极管处尽可能快地施加反向电压，所述反向电压显著地高于在根据本发明的电路的根据本发明的基础实施方案和第一和第二扩展方案可实现的反向电压。

在第一线圈中感应的电压跨第五和第七开关的短路通过“附加的”第五开关来防止，所述“附加的”第五开关在电容器的充电时间期间断开。为了防止在充电过程之后经由闭合的第六和第七开关和第一线圈将电容器放电到接地电势，则在电容器的非常短的充电阶段之后再次断开第七开关。通过适当地设计第一线圈的电感的大小，附加地能够设定在第一线圈中感生的电压的大小。

最后关于此点需提及：通过在第一开关与在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接之间中间接入适当设计大小的电阻器，已经在二极管的正向操作中能够提高在二极管和用于存储电荷的电路之间的电连接中的电势。以该方式有利地可行的是：在二极管的正向和反向操作之间的过渡中，在根据本发明的基础电路中还有在根据本发明的基础电路的所有的扩展方案中实现二极管的更高的反向电压或更快的截止。

在根据本发明的用于切换交流电压的电路的第四扩展方案中，设有另外的第一串联电路，其分别包括另外的二极管和用于存储电荷的另外的电路。每个另外的串联电路分别具有第一端部连接和第二端部连接。每个另外的串联电路的第一端部连接分别与输入端连接。每个另外的串联电路的第二端部连接分别与另外的输出端连接，所述另外的输出端能够分别与另外的负载阻抗连接。以该方式，能够将在输入端处馈入的交流电压切换到一个或多个输出端处。

为了将各个另外的二极管中的每个分别单独切换到正向方向或反向方向，对于每个另外的二极管，均将另外的第一开关以一端连接于相应的另外的二极管和相应的另外的用于存储电荷的电路之间的电连接处。相应的第一开关构建成，在以下开关状态之间进行切换：与参考电势相关的电势施加在相应的另外的二极管和相应的另外的用于存储电荷的电路之间的电连接处的开关状态，以及将浮动电势施加在相应的另外的二极管和另外的用于存储电荷的相应的电路之间的电连接中的开关状态。

如果通过相应的另外的第一开关将与参考电势相关的电势接入在相应的另外的二极管和相应的另外的用于存储电荷的电路之间的电连接处，则在输入端处馈入的交流电压经由相应的另外的二极管流动到在相应的另外的输出端处。相反，如果通过相应的另外的第一开关的另外的开关状态而在相应的另外的二极管和相应的另外的用于存储电荷的电路之间的电连接处存在浮动电势，则相应的另外的二极管截止。

关于根据本发明的电路的该第四扩展方案的器件，针对根据本发明的基础电路的等价的器件的上述内容等价地适用。

属于每个二极管的第一开关经由控制电路进行驱动。控制电路能够构成为微处理器或者包括微处理器。代替微处理器，也能够设有用于执行驱动功能的任意的另外的电路，例如电路板上的分立离散电元件的一种或多种布置、可编程逻辑控制器(sps)、专用集成电路(asic)或其他可编程的电路，例如包括现场可编程门阵列(fpga)、可编程逻辑装置(pla)和/或市售的计算机。

与每个第一开关经由相应的信号传输路线连接的控制电路在每种情况下均接通或断开每个第一开关。优选地，每个第一开关分别在不同的时间接通，使得在输入端处馈入的交流电压仅继续切换至唯一的输出端处。但是也能够考虑的是：在输入端处馈入的交流电压经由多个接通的第一开关能够切换至多个输出接口处。

优选地，当每个第一开关被切断时，每个第一开关才由控制电路接通。以该方式实现：从导通的二极管(优选为导通的pin二极管)到截止的二极管(优选为pin截止的二极管)的暂态过渡结束，进而确保每个二极管的反向操作。

在每个第一开关被切断时，控制电路考虑以下事实：每个第一开关的切断均持续一段时间，至少直至在相应的二极管和相应的用于存储电荷的电路之间的电连接中的电势均大于电路中包含的直流电压源产生的所有电压中的最大的电压。该方式确保了在该时间点，要切断的二极管或pin二极管均处于截止运行中。

附加地，由本发明也涵盖受控交流电压源。该受控交流电压源包括交流电压源(优选为高频电压源)和根据本发明的用于切换交流电压的电路，所述电路的输入端与交流电压源连接。属于用于切换交流电压的电路的控制电路在此构建成，使得其接通和切断交流电压源。因此，控制电路在受控的交流电压源中不仅承担通过相应的二极管使交流电压通过或截止的作用，而且独立于所述通过或截止而接通或切断交流电压源。

在根据本发明的受控的交流电压源的一个优选的扩展方案中，控制电路构建成，使得其使交流电压源接通，直至在相应的二极管和相应的用于存储电荷的电路之间的电连接中的电势大于所有包含在该电路中的直流电压源中的最大电压。

这有利地确保：在相应的第一开关断开之后，用于存储电荷的相关电路不仅用衰减的二极管直流电流的电荷充电，而且用衰减的二极管交流电流的电荷充电。因此，用于存储电荷的电路充电到更高的反向电压。以该方式，实现相应的二极管的较早的截止或相应的二极管的可靠的截止。

此外，本发明包括一种马达驱动电路，其将交流电压源的交流电压周期性地输送给特定数量的电火花塞。为此，交流电压源与根据本发明的用于切换交流电压的电路的输入端连接，并且每个电火花塞分别与根据本发明的用于切换交流电压的电路的输出端连接。

借助根据本发明的马达驱动电路创建如下电路，所述电路能够在多个电火花塞的循环交替中接通由单个交流电压源产生的交流电压。因此，借助根据本发明的马达驱动电路有利地能够实现显著地节约交流电压源。

只要有意义，上述设计方案和改进形式就可以任意相互组合。本发明的其他可行的设计方案、改进形式和实施方案也包括之前或下文中关于实施例所描述的发明特征的未明确提出的组合。在此，尤其对于本领技术人员而言也将单独方面作为本发明的相应的基础形式的改进方案或补充方案增加。

附图说明

下面，根据示意性的附图中说明的实施例详细阐述本发明。在此示出：

图1示出根据现有技术的用于切换交流电压的电路的视图，

图2a示出根据现有技术的pn或pin二极管的特性曲线的视图，

图2b示出在正向操作中经过pin二极管的交流电流的时序图，

图2c示出在过渡到反向操作时经过pn二极管的低频交流电流的时序图，

图2d示出在过渡到反向操作时经过pin二极管的较高频交流电流的时序图，

图3a示出根据本发明的用于切换交流电压的电路的第一变型形式的视图，

图3b示出根据本发明的用于切换交流电压的电路的第二变型形式的视图，

图3c示出根据本发明的用于切换交流电压的电路的第三变型形式的视图，

图3d示出根据本发明的用于切换交流电压的电路的第四变型形式的视图，

图3e示出根据本发明的用于切换交流电压的电路中的交流电流的时序图，

图4a示出根据本发明的用于切换交流电流的电路的第一扩展形式的视图，

图4b示出根据本发明的用于切换交流电流的电路的第一扩展形式中的交流电流的时序图，

图5a示出根据本发明的用于切换交流电流的电路的第二扩展形式的视图，

图5b示出根据本发明的用于切换交流电流的电路的第二扩展形式中的交流电流的时序图，

图6a示出根据本发明的用于切换交流电流的电路的第三扩展形式的视图，

图6b示出根据本发明的用于切换交流电流的电路的第三扩展形式中的交流电流的时序图，和

图7示出根据本发明的用于切换交流电流的电路的第四扩展形式的视图。

所附的附图旨在进一步理解本发明的实施方式。其说明实施方式并且在说明书的上下文中用于阐述本发明的原理和概念。针对附图，其他的实施方式和许多所提到的优点变得显而易见。附图的元件不一定忠实于比例示出。

在附图中，除非另有说明，否则相同的、功能相同的且作用相同的元件、特征和部件分别设有相同的附图标记。

在下面以连贯和全面的方式描述附图。

具体实施方式

下面，根据图3a至3d详细地阐述根据本发明的用于切换交流电压的电路的四个变型形式：

将交流电压源3连接于根据本发明的用于切换交流电压的电路2的输入端1处。交流电压源3优选为用于产生高频电压的电压源。这例如可以是频率谐振器或任意其他高频电路，所述高频电路产生具有特定的可调节或固定频率的和特定的可调节或固定幅度的高频电压。

交流电压源3或用于产生高频电压的电压源将特定的交流电压或高频电压馈入到根据本发明的用于切换交流电压的电路2。替选地，也可以考虑具有并联电阻的用于产生高频电流的电流源或交流电流源，由此同样可以将交流电压或高频电压馈入根据本发明的电路中。

输入端1与输入端侧的耦合电容器4连接，经由所述耦合电容器仅能够将交流电压(优选为高频电压uhfin)耦合输入到根据本发明的电路2中。输入端侧的耦合电容器4同样防止直流电压在交流电压源3的方向上从根据本发明的电路2耦合输出。

在根据本发明的电路的第一变型形式中，输入端侧的耦合电容器4与二极管5的阳极连接，所述二极管优选是pin二极管5。二极管5的阴极与输出端侧的耦合电容器6连接。在根据本发明的电路的第一变型形式中，输出端侧的耦合电容器6构成电容器30，所述电容器用作为用于存储电荷的电路。包括二极管5和用于存储电荷的电路的串联电路在下文中称作为第一串联电路。输出端侧的耦合电容器6，即用作为用于存储电荷的电路的电容器30，最后与根据本发明的电路2的(交流电压)输出端7连接。输出端侧的耦合电容器6仅将交流电压或高频电压从根据本发明的电路2耦合输出并且隔离直流电压。同样地，经由输出端侧的耦合电容器6也不能将直流电压耦合到根据本发明的电路2中。

施加在根据本发明的电路2的输出端7处的交流电压或高频电压uhfout与负载阻抗8的一端连接。负载阻抗8的另一端典型地连接到接地电势。负载阻抗8能够是任意的复值阻抗。为了将根据本发明的用于切换交流电压的电路2在汽车领域中使用，负载例如是与根据本发明的电路2连接的电火花塞。负载阻抗8在该情况下至少由到火花塞的(高频)馈入线的线阻抗、火花塞的内导体的阻抗、在火花塞电极之间的燃烧室中分别存在的寄生电容和阻抗组成。

为了将施加在输入端1处的交流电压或高频电压经由二极管5(优选是pin二极管5)切换到输出端7处，需要沿二极管5的正向方向的足够的二极管直流电流idc正向。在该情况下，将在输入端处的交流电压或高频电压uhfin切换成在根据本发明的电路2的输出端处的交流电压或高频电压uhfout。

所述二极管直流电流idc正向优选地在直流电压源9中产生。所述直流电压源9在根据本发明的电路2的另一输入端10——直流电压输入端处产生直流电压udc正向。所述另一输入端10与分流电容器11的端子连接，所述分流电容器的另一端子连接到接地电势。分流电容器11构成为稳定电容器并且在另一端子10处将低频或高频的干扰信号从由直流电压源9产生的直流电压udc正向中滤除。

为了产生二极管直流电流idc正向，将所述另一输入端10与电阻器12连接。电阻器12大小设计成，使得在由直流电压源9产生的直流电压udc正向的情况下，所需要的二极管直流电流idc正向流过电阻12。除了在直流电压源9和下游接入的电阻器12中产生二极管直流电流idc正向之外，二极管直流电流idc正向替选地也能够在直流电流源中产生。

在根据本发明的电路的第一变型形式中，通过如下方式将二极管直流电流idc正向馈入二极管5中：将直流电压源5连接到输入端1和二极管5的阳极之间的电连接处。直流电压源9经由电阻器12和下游的第一线圈13而连接于输入端1和二极管5的阳极之间的电连接处。替选地，电阻器12和第一线圈13还可在串联电路29中交换其顺序。第一线圈13可以以低阻将二极管直流电流idc正向馈入到二极管5中。此外，第一线圈13防止将交流电压(优选为高频电压)在直流电压源9的方向上从根据本发明的电路2中耦合输出。

替选地，能够使用具有低通滤波特性的任意电路或具有电阻器的电路(而非第一线圈)，所述电阻器在较高频下具有一定的电感，例如键合线或作为蝶形短截线实现的条形线。

为了实现二极管直流电流idc正向从直流电压源9经过二极管5到参考电势的电流，二极管5和用作为用于存储电荷的电路的电容器30之间的电连接可实现为到参考电势的电连接。参考电势在图3a中例如是电路的接地电势。为此，在接地电势和在二极管5与电容器30之间的电连接之间接入串联电路14，所述串联电路14包括第二线圈13和第一开关16。在此，如在图3a中示出的那样，第二线圈13可以与二极管5的阴极连接，并且第一开关16可以与接地电势连接。替选地，第一开关16与二极管5的阴极的电连接以及第二线圈13与接地电势的电连接也是可行的。

第二线圈13进而实现将二极管直流电流idc正向在接地电势的方向上从根据本发明的电路2中以低阻耦合输出。此外，第二线圈13防止交流电压或高频电压从二极管5的阴极到接地电势的短路。

第一开关16经由信号传输路径281通过控制电路27驱动。信号传输路径281能够以有线或无线方式实现。在二极管5或pin二极管5的正向操作中，闭合第一开关16，而其在反向操作中断开。

在二极管5或pin二极管5的正向操作中第一开关16闭合的情况下得到二极管电流，所述二极管电流根据图2b由二极管直流电流idc正向和交流电压或高频电压uhfin所馈入的二极管交流电流ihf的叠加得出。在该情况下，在二极管5和电容器30之间的电连接中存在与参考电势或接地电势相关的电势。

在第一开关16断开的情况下并且在延迟切断二极管交流电流(交流电压或高频电压的所谓的“再燃烧”)的情况下，在正向和反向操作之间的过渡中，根据图2c，在馈入的交流电流的频率较低的情况下，得到总二极管电流，所述二极管电流以一定时间常数衰减并且同时在电流中具有缺口。

在馈入的交流电流的频率较高的情况下，根据图2d，在正向和反向操作之间的过渡中，得到总二极管电流，所述总二极管电流以一定时间常数衰减，电流中没有缺口。

交流电压或高频电压的“再燃烧时间”能够适当地匹配于总二极管电流的衰减的时间常数。如果交流电压或高频电压被切断且无“再燃烧时间”，因而切换为直流电压，则只有在图2c和2d中分别以虚线示出的二极管电流的轮廓作为二极管直流电流的衰减。根据二极管5或pin二极管5的参数，二极管直流电流可能在一些情况下会过小，从而不能将第一电容器6充电到足够的电容器电压水平来使二极管5截止。在该情况下，为了截止二极管5，需要交流电压或高频电压的足够的“再燃烧时间”。

二极管电流的衰减的时间常数主要与二极管5的正向电阻和电容器30的电容相关。通过选择合适的二极管5或pin二极管5进而选择合适的二极管5的正向电阻和电容器30的电容，能够适当地设计时间常数的大小。在此要注意的是：针对给定的二极管电流(即，传输到电容器30的载流子量)而选择电容器30的电容，这就确定了用于二极管5的可实现的反向电压。因此，通过适当的参数选择，可以选择尽可能快的截止和尽可能安全可靠的截止之间的有意义的折中。

当从二极管5的正向操作到反向操作的暂态过程明确地结束时，控制电路27能够尽可能早地再次接通第一开关16。当二极管5和电容器30之间的电连接中的电势大于由电压源9产生的直流电压udc正向时，就是这种情况，其中所述电容器为用于存储电荷的电路。在该情况下，将足够的截止电势施加在二极管5的阴极处。如果在用于切换交流电压的电路中集成多个能够影响二极管5的截止的直流电压源，则第一开关16在二极管5和电容器30之间的电连接中的电压电势大于如下所有电压中的最大电压时才能够由控制电路27尽早再次接通，其中所述所有电压分别由所有在电路中实现的直流电压源产生。

控制电路27经由信号传输路径282而接通和切断交流电压源3。控制电路27尤其针对于第一开关16的断开而延迟切断交流电压源3。最迟，当二极管5和电容器30之间的电连接中的电势大于在电路中实现的直流电压源产生的所有直流电压中的最大直流电压时，交流电压的所述“再燃烧”经由控制电路27通过切断交流电压源3来结束。

综上所述，可以说：在第一变型形式中，在二极管5的正向操作中，得到从电压源9经由二极管5连同外部接线元件直至接地电势或参考电势的电流或dc电流路径，其中所述接地电势或参考电势与第一开关16电连接。在第一开关16断开之后，电容器30经由在暂态阶段中流动的电荷充电到电容器电压，所述电容器电压的极性在图3a中示出并且将二极管5转移到反向操作中。

在根据图3b的根据本发明的用于切换交流电压的电路的第二变型形式中，用于将直流电流馈入二极管5中的直流电压源9同样如在第一变型形式中那样连接于输入端1和二极管5之间的电连接。优选为pin二极管5的二极管5在第二变型形式中具有相对于第一变型形式相反的极性。在此，二极管5的阴极经由电连接与输入端1电连接并且阳极经由电连接与输出端7电连接。因此，直流电压源9与二极管5的阴极电连接。此外，直流电压源9在第二变型形式中具有相对于第一变型形式中的直流电压源9相反的极性。因此，由直流电压源9产生的直流电压udc正向从接地电势下降到另外的输入端10。

因此，在第二变型形式中，在二极管5的正向操作中，得到从接地电势或参考电势经由二极管5连同外部接线元件直至直流电压源9的电流或dc电流路径，其中所述接地电势或参考电势与第一开关16电连接。在第一开关16断开之后，电容器30经由在暂态阶段中流动的电荷充电到电容器电压，所述电容器电压的极性在图3b中示出并且将二极管5转移到反向操作中。

在根据图3c的根据本发明的用于切换交流电压的电路的第三变型形式中，直流电压源9连接于输出端7和二极管5之间的电连接，以将直流电流馈入二极管5。在第三变型形式中，二极管5的阳极经由电连接与输入端1电连接并且阴极经由电连接与输出端7电连接。因此，直流电压源9与二极管5的阴极电连接。此外，第一开关16连接至二极管5的阳极和输入端侧的耦合电容器4之间的电连接，中间接入了或没有接入具有低通滤波特性的电路或具有电阻器的电路。该输入端侧的耦合电容器4在第三变型形式中用作为用于实现用于存储电荷的电路的电容器30。将直流电压源9的极性使得由其生成的直流电压udc正向从接地电势定向到另外的输入端10。

因此，在第三变型形式中，在二极管5的正向操作中，得到从接地电势或参考电势经由二极管5连同外部接线元件直至直流电压源9的电流或dc电流路径，其中所述接地电势或参考电势与第一开关16电连接。在第一开关16断开之后，输入端侧的耦合电容器4(作为用于实现用于存储电荷的电路的电容器30)经由在暂态阶段中流动的电荷充电到电容器电压。电容器电压的极性在图3c中示出并且将二极管5转移到反向操作中。

在根据图3d的根据本发明的用于切换交流电压的电路的第四变型形式中，用于将直流电流馈入二极管5中的直流电压源9同样如在第三变型形式中那样连接于二极管5和输出接口7之间的电连接。在第四变型形式中，优选为pin二极管5的二极管5具有相对于第三变型形式相反的极性。在第四变型形式中，二极管5的阳极经由电连接与输入端1电连接并且阴极经由电连接与输出端7电连接。因此，直流电压源9与二极管5的阳极电连接。此外，直流电压源9在第四变型形式中具有相对于第三变型形式中的直流电压源9相反的极性。因此，由直流电压源9产生的直流电压udc正向从另外的输入接口10下降至接地电势。在第四变型形式中，第一开关16连接至二极管5的阴极和输入端侧的耦合电容器4之间的电连接，在中间接入了或没有接入具有低通滤波特性的电路或具有电阻器的电路。该输入端侧的耦合电容器4在第四变型形式中用作为用于实现用于存储电荷的电路的电容器30。

因此，在第四变型形式中，在二极管5的正向操作中，得到从直流电压源9经由二极管5连同外部接线元件直至接地电势或参考电势的电流或dc电流路径，其中所述接地电势或参考电势与第一开关16电连接。在第一开关16断开之后，电容器30经由在暂态阶段中流动的电荷充电到电容器电压，所述电容器30的极性在图3中示出并且将二极管5转移到反向操作中。

在图3d的时序图中，示例性地针对根据本发明的电路的第一变型形式示出在二极管的阴极处相对于接地电势的电压。在此情况中，在时间点t＝10μsec，同时接通12v的直流电压和幅度为150v的交流电压。在二极管5导通的情况下，将大约0.3v的直流电压施加在二极管5的阴极处，具有大约150v幅度的交流电压与所述直流电压叠加。在时间点t＝100μsec，断开dc正向路径，而交流电压保持接通直至时间点t＝120μsec。在断开dc正向路径之后，在仍然接通交流电压的情况下，将第一电容器6充电到大约160v的电压，这用作为用于最终截止二极管5的反向电压。

图4a示出了根据本发明的用于切换交流电压的第一扩展方案：

在根据本发明的电路2的第一扩展方案中，在将二极管5(优选pin二极管5)的阴极连接至电容器6的电连接与接地电势之间接入串联电路18，所述串联电路包括第三线圈19和另外的电容器301、302和303的互联线路20。包括第三线圈19和另外的电容器301、302和303的互联线路20的串联电路在下文中称作为第二串联电路。在此，如在图4a中示出，第三线圈19可与二极管5的阴极和电容器6连接，而另外的电容器301、302和303的互联线路20连接到接地电势。替选地，另外的电容器301、302和303的互联线路20与二极管5的阴极和第一电容器6连接，而第三线圈19连接到接地电势。

第三线圈19防止交流电压从二极管5的阴极经由另外的电容器301、302和303的互联线路20到接地电势的短路。此外，第三线圈19实现通过二极管直流电流对另外的电容器301、302和303进行低阻充电。

由输出端侧的耦合电容器6形成的电容器30以及所述另外的电容器301、302和303一起形成了用于存储电荷的电路。

另外的电容器301、302和303可以以并联配置或串联配置进行连接。为了实现另外的电容器301、302和303的并联配置，在另外的电容器301、302和303的阴极侧的端子之间(即在到二极管5的阴极的电连接中)设有相应的第二开关211和212，并且在另外的电容器301、302和303的接地电势侧的端子之间(即在到接地电势的电连接中)设有相应的第三开关221和222。在另外的电容器301、302和303的并联配置中，通过经由控制电路27的驱动来闭合各个第二开关211和212和各个第三开关221和222。

在两个另外的电容器301、302和303的两个接口之间，分别接入第四开关231和232。这些第四开关231和232在另外的电容器301、302和303的并联配置中均断开，而其在另外的电容器301、302和303的串联配置中均闭合。在另外的电容器301、302和303的串联配置中，各个第二开关211和212和各个第三开关221和222均断开。第二开关211和212、第三开关221和222以及第四开关231和232的驱动经由控制电路27借助于所属的信号传输路径进行，所述信号传输路径在图4a中出于简明的目的而未被绘出。

所述另外的电容器301、302和303的数量并非如在图4a中所示出的那样设定为三个。更确切地说，任意技术上有意义的数量的另外的电容器301、302和303均是可行的。

在二极管5或pin二极管5的正向操作中，所有第二开关211和212、所有第三开关221和222以及所有第四开关231和232均断开。因此，另外的电容器301、302和303的互联线路20与二极管5的阴极脱耦。因此，自时间点t＝10μsec起，具有相对于接地电势大约150v的幅度的交流电压施加在二极管5的阴极处。

在时间点t＝100μsec时断开dc正向路径之后，另外的电容器301、302和303分别彼此并联进而经由第三线圈19也与电容器30并联。电容器30和另外的电容器301、302和303因此分别充电到相同的电容器电压。通过各个电容器的并联，该充电过程在根据图4a的根据本发明的电路2的第一扩展方案中以比在根据图3a的根据本发明的基础电路2中更高的时间常数进行。因此，在该充电过程之后，在时间点t＝120μsec(在此时间点后切断交流电压)，每个电容器电压并且还有二极管5的阴极电压达到大约160v大小的直流电压值。

在时间点t＝130μsec，进行所述另外的电容器301、302和303的串联配置与并联配置之间的切换。跨国串联连接的全部三个另外的电容器301、302和303的电压由此提高到大约480v大小的三倍值。因为并联连接的电容器30仍具有160v大小的电容器电压，所以在电容器30和另外的电容器301、302和303之间产生平衡过程。在图4b中，由于由第三线圈19和电容器30所构成的串联电路，通过在两个时间点t＝130μsec和t＝150μsec之间的暂态过程而引起的上述平衡过程可产生了电容器30和串联连接的另外的电容器301、302和303的平衡的电容器电压。用于截止二极管5的该平衡的电容器电压大约为250v，如这从图4b可得出。此反向电压值因此相对于在根据本发明的基础电路中有利地提高。

通过对另外的电容器301、302和303的电容相对于电容器30的电容的大小设计(在每种情况下优选是相同的)，能够设定可实现的反向电压的水平。但是，因为电容也影响充电过程的时间常数，所以在此应当选择可靠的截止和尽可能快的截止之间的有意义的折中。

在图5a中示出根据本发明的用于切换交流电压的电路2的第二且优选的扩展方案：

在二极管5或pin二极管5的阴极与根据本发明的电路2的输出端7之间连接由电容器30和另外的电容器301和302构成的互联线路20'，所述电容器30由输出端侧的耦合电容器6形成。由输出端侧的耦合电容器6形成的电容器30和另外的电容器301和302形成用于存储电荷的电路。

在并联配置中，电容器30能够并联于另外的电容器301和302。为此，在电容器30和另外的电容器301和302的阴极侧的端子之间接入相应的第二开关211和212，并且在电容器30和另外的电容器301和302的输出端子7一侧的端子之间接入相应的第三开关221和222。在此情况下，阴极侧的端子分别是在到二极管5的阴极的电连接中的端子，并且输出端子7的一侧上的端子接口分别是在到输出端子7的电连接中的端子。在电容器30和另外的电容器301和302的端子之间接入相应的第四开关231和232。在电容器30和另外的电容器301和302的并联配置电路中，借助于通过控制开关27的驱动来闭合第二开关211和212和第三开关221和222。第四开关231和232在并联配置中均断开。

在电容器30和另外的电容器301和302的串联配置中，第四开关231和232均闭合，而第二开关211和212和第三开关221和222均断开。

第二开关211和212、第三开关221和222和四开关231和232的驱动同样经由控制电路27借助于所属的信号传输路径进行，所述信号传输路径在图5a中出于简明的目的而未被绘出。

所述另外的电容器301和302的数量并非如在图5a中所示出的那样固定为两个。更确切地说，任意技术上有意义的数量的另外的电容器301和302是可行的。

如从图5b中的二极管5的阴极电压相对于接地电势的时间变化图中可以看出：在二极管5或pin二极管5的正向操作中，自时间点t＝10μsec起，将具有相对于接地电势大约150v的幅度的交流电压施加在二极管5的阴极处。

当在时间点t＝100μsec切断直流电压而仍然接通交流电压时，对电容器30充电并且并行地对分别并联的另外的电容器301和302充电。由于电容器30和另外的电容器301和302的并联，充电以更高的时间常数进行。更高的时间常数意味着：电容器30和另外的电容器301和302在时间点t＝120μsec(即充电过程的结束)均充电到电容器电压，所述电容器电压小于根据本发明的基础电路2的电容器30在相同时间点的电容器电压。在时间点t＝120μsec，二极管5的阴极电压在根据图5b的根据本发明的电路的第二扩展方案中为大约150v，而二极管5的阴极电压在根据图3c的根据本发明的基础电路中为大约160v。

一旦电容器30和另外的电容器301和302在时间点t＝120μsec充电并且也切断交流电压，就在电容器30和另外的电容器301和302的串联配置和并联配置之间进行切换。切换到串联配置会引起电容器30和另外的电容器301和302的各个电容器电压进行相加。因此，在二极管5的阴极处在根据图5b的根据本发明的电路2的第二扩展方案中得到大约450v的反向电压。

在根据图6a的根据本发明的用于切换交流电压的电路2的第三扩展方案中，在二极管5或pin二极管5的阴极与由第一线圈15和第一开关16构成的串联电路14之间连接第五开关24。附加地，第六开关25连接在将第五开关24连接至第一线圈15的电连接与接地电势之间。最后，第七开关26将把第一线圈15连接至第一开关16的电连接连接至二极管5的阴极。

在二极管5或pin二极管5的正向操作中，自时间点t＝10μsec起，第一开关16和第五开关25均闭合。第六开关25和第七开关26自时间点t＝10μsec起断开。

第五开关24、第六开关25和第七开关26的驱动如第一开关16的驱动那样通过控制电路27借助于所属的信号传输路径来进行，所述信号传输路线在图6a中出于简明的目的而未被绘出。

如从图6b中得出，在根据本发明的电路2的第三扩展方案中，在二极管5的正向操作中，得到相对于在图3c中的根据本发明的基础电路2中的接地电势的等价的阴极电压。其对应于具有幅度大约为150v的交流电压。

在时间点t＝120μsec，第一开关16和第五开关24断开，进而dc正向路径断开并且同时切断交流电压。

当在时间点t＝120μsec断开第一开关16和第五开关24，引起第一线圈15中的突然的电流中断，所述电流中断在第一线圈15中感生出电压uind。第一线圈15中的感生电压uind相反于经过第一线圈15的原始的电流方向。为了在第五开关24断开之后将该感生电压uind与参考电势相关联，则第六开关25的闭合优选地与第一开关15和第五开关24的断开同时发生或至少在时间上相近。

此外，在时间点t＝120μsec，优选同时或至少时间上相近于第一开关15和第五开关24的断开，闭合第七开关26。当闭合第七开关26，通过在第一线圈15中感生的电压uind，第一线圈15中感生的电压将输出端侧的耦合电容器6充电到大约240v的电容器电压，如这从图6b中得出。在此，输出端侧的耦合电容器6形成用作为用于存储电荷的电路的电容器30。

为了使电容器6不经由闭合的第七开关26、第一线圈15和闭合的第六开关25从该电容器电压放电至接地电势，在稍微随后的时间点t＝132μsec，再次闭合第七开关26。因此，电容器6的电容器电压固定于其大约240v的较高的值，这足以作为用于可靠地且独立地截止二极管5或pin二极管5的反向电压。

在图7中示出根据本发明的用于切换交流电压的电路2的第四扩展方案：

如根据图3a的根据本发明的用于切换交流电压的基础电路2那样，根据本发明的电路2的第四扩展方案具有输入端1，交流电压源3连接于所述输入端。在输入端1处，将交流电压(优选为高频电压)馈入根据本发明的电路中。

(交流电压)输入端1与输入端侧的耦合电容器4连接，经由所述耦合电容器只有交流电压，优选高频电压ufin耦合输入到根据本发明的电路中。输入端侧的耦合电容器4同样防止从根据本发明的电路2中耦合输出直流电压。

输入端侧的耦合电容器4分别与数量n-1个另外的二极管5²、……、5ⁿ，优选另外的pin二极管5²、……、5ⁿ连接。另外的二极管5²、……、5ⁿ的互联线路对应于根据本发明的基础电路的第一变型形式中的二极管5的互联线路。因此，输入端侧的耦合电容器附加地与另外的二极管5²、……、5ⁿ的阳极连接。替选地，在根据本发明的电路的第四扩展方案中，也可以使用根据本发明的基础电路的其他的变型形式。

并联互联的另外的二极管5²、……、5ⁿ的阴极分别经由相关的输出端侧的耦合电容器6²、……、6ⁿ与相关的另外的输出端7²、……、7ⁿ连接，所述耦合电容器分别为形成相应的用于存储电荷的电路的电容器30²、……、30ⁿ。在相应的另外的输出端7²、……、7ⁿ处，分别施加相应的输出端侧的交流电压uhf2out、……、uhfnout，优选为输出端侧的高频电压uhf2out、……、uhfnout。所述输出端侧的交流电压uhf2out、……、uhfnout输送给相应的另外的负载阻抗8²、……、8ⁿ。在汽车领域中使用根据本发明的电路2的第四扩展方案的情况下，另外的负载阻抗8²、……、8ⁿ例如对应于到电火花塞的馈线的阻抗、电火花塞中的内导体的阻抗和两个火花塞电极之间的燃烧室中的阻抗。

在另外的二极管5²、……、5ⁿ和接地电势之间分别连接由相关的另外的线圈15²、……、15ⁿ和相关的另外的第一开关16²、……、16ⁿ构成的相应的相关的另外的串联电路14²、……、14ⁿ。替选于另外的线圈15²、……、15ⁿ，也能够具有低通滤波特性的任意其他适合的电路或具有电阻器的任意其他适合的电路。

为了将施加在输入端1处的交流电压或高频电压经由相关的二极管5或相关的另外的二极管5²、……、5ⁿ接通到输出端7处或另外的输出端7²、……、7ⁿ处，需要沿二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ的正向方向上的足够的二极管直流电流idc正向。

该二极管直流电流idc正向对于每个二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ通过单一的直流电压源9在根据本发明的电路2的另外的输入端10处产生。另外的输入端10经由分流电容器11与电阻器12连接，所述电阻器从施加在另外的输入接口10处的直流电压udc正向中产生二极管直流电流idc正向。在电阻器12和二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ的阳极之间接入第二线圈13。替选于通过直流电压源9馈入直流电压udc正向，也能够直接地通过直流电流源17馈入二极管直流电流idc正向。

对于根据本发明的电路2的第四扩展方案的各个器件和其互联线路而言，针对用于切换交流电压的根据本发明的基础电路2的等价器件的上述内容等价地适用，进而关于此点不重复地阐述。

在根据图7的根据本发明的电路2的第四扩展方案中，控制电路27经由各个信号传输路径28²、……、28ⁿ分别与第一开关16或另外的第一开关16²、……、16ⁿ连接。控制电路27闭合和断开第一开关16或者另外的第一开关16²、……、16ⁿ，进而所述的二极管5或相关的另外的二极管5²、……、5ⁿ过渡到正向操作或反向操作中。

当从二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ的正向操作到反向操作的暂态过程确定完成时，控制电路27能够尽可能早地接通第一开关16或另外的第一开关16²、……、16ⁿ。当二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ与电容器30或另外的电容器30²、……、30ⁿ之间的电连接中的电势大于由电压源9产生的直流电压udc正向时，则是这种情况，其中所述另外的电容器中的每一个分别构成用于存储电荷的电路。在该情况下，将足够的反向电势施加在二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ的阴极处。

如果在用于切换交流电压的电路中集成多个直流电压源(所述直流电压源能够影响二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ的截止)，则当二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ与电容器30或另外的电容器30²、……、30ⁿ之间的电连接中的电势大于在电路中实现的直流电压源的所有产生的直流电压的最大直流电压时，才能够尽可能早地由控制电路27再次接通第一开关16或另外的第一开关16²、……、16ⁿ。

经由信号输出路径282接通和切断交流电压源3的控制电路27能够相对于第一开关16或另外的第一开关16²、……、16ⁿ的断开延迟地切断交流电压源3。最迟，当二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ与电容器30或另外的电容器30²、……、30ⁿ之间的电连接中的电势大于分别由在电路中实现的直流电压源产生的电压中的最大电压时，经由控制电路27通过切断交流电压源3来结束交流电压的“再燃烧”。

图7中的根据本发明的电路2的第四扩展方案的二极管5或另外的二极管5²、……、5ⁿ的阴极侧的接线对应于根据图3a的根据本发明的用于切换交流电压的基础电路2的第一变型形式中的二极管5的阴极侧的接线，替选地，其也能够对应于根据图4a、5a和6a的根据本发明的用于切换交流电压的电路2的第一、第二或第三扩展方案的二极管5的阴极侧的接线来设计。控制电路27在这些情况下需要增补针对于在此所需的另外的开关的驱动系统。

在优选的应用中，在交流电压源3中产生的交流电压uhfin经由循环地切换至正向操作的二极管5、5²、……、5ⁿ而循环性地接入，进而分配到各个输出端7、7²、……、7ⁿ处。除了循环性操作之外，各个二极管5、5²、……、5ⁿ的任意技术上有意义的驱动顺序也是可行的。最后，也能够同时驱动多个二极管5、5²、……、5ⁿ进而将所产生的交流电压uhfin切换并且分配到多个输出端7、7²、……、7ⁿ处。

尽管根据优选的实施例在上文中完整地描述了本发明，但本发明不限制于此，而是能够以多种方式和方法修改。

附图标记列表

1输入端

2用于切换交流电压的电路

3交流电压源

4输入端侧的耦合电容器

5二极管或pin二极管

5²、……、5ⁿ另外的二极管或另外的pin二极管

6输出端侧的耦合电容器

6²、……、6ⁿ另外的输出端侧的耦合电容器

7输出端

7²、……、7ⁿ另外的输出端

8负载阻抗

8²、……、8ⁿ另外的负载阻抗

9直流电压源

10另外的输入端

11分流电容器

12电阻器

13第二线圈

14串联电路

14²、……、14ⁿ另外的串联电路

15第一线圈

15²、……、15ⁿ另外的第一线圈

16第一开关

16²、……、16ⁿ另外的第一开关

18串联电路

19第三线圈

20互联线路

20'互联线路

211、212、……、21n第二开关

221、222、……、22n第三开关

231、232、……、23n第四开关

24第五开关

25第六开关

26第七开关

27控制电路

281、282信号线路

28²、……、28ⁿ另外的信号线路

29串联电路

30电容器

30²、……、30ⁿ另外的电容器