反激转换器和使用反激转换器的LED驱动器的制作方法

本发明涉及例如用于在led驱动器中使用的反激转换器。

背景技术：

反激转换器用于ac/dc和dc/dc转换，在输入和任何输出之间提供有电流隔离。反激转换器充当降压-升压转换器，电感器被分开以形成变压器，因此电压比被倍增并且具有隔离的附加优势。

在转换器的接通状态下，能量从输入电压源传递到变压器，在此期间，输出电容器向输出负载提供能量。在关断状态下，能量从变压器传递到输出负载(和输出电容器)。这被称为续流阶段。

特别感兴趣的一种设计是双开关设计。这在输入电压和变压器之间利用了两个晶体管，以使总电压应力被均分在两个晶体管上。代替将泄漏能量转化为损失，泄漏能量经由两个二极管返回到输入电源。二极管还将两个晶体管的漏极-源极电压钳位到输入电压，因此可以根据输入电压选择晶体管的额定电压，而无需较大的余量。

在例如用在led驱动器的切换模式电源的中低功率应用中，与谐振半桥转换器系列相比，双开关反激转换器已经成为dc-dc转换拓扑的优选选择。双开关设计提供高功率密度、低电压应力、可靠的结构和简单的控制方案。示出用于驱动led的双开关反激转换器的现有技术文献是us2012/0176060a1。示出这种转换器的另一现有技术是us20100254167a1，其具有用于感测零电压并且实现零电压切换的感测元件。us6175484b1公开了一种转换器，其可以感测在充电阶段中的主电感器中的峰值电流，并且可以感测在续流阶段的电流。

在led驱动器的应用中，需要电流调节，通过该电流调节来控制切换模式功率转换器，以在次级侧递送所需的led电流。然而，首选初级侧电流调节来控制来自初级侧的led电流和电压。与次级侧调节相比，它更加成本高效和稳健，因为首先，在初级侧控制方法中不需要控制电路的高压或共模绝缘，其次，简化了为控制部分供电的辅助电路装置。此外，在调节电路装置被放置在初级侧的情况下，调节电路装置能够以非常简单和有效的方式处理来自干线的任何信息。

通常，单开关反激转换器中的初级侧调节利用初级绕组中的峰值电流和所检测的输出二极管的占空比，从而导出表示平均输出电流的信号。单开关反激转换器的初级绕组中的峰值电流与次级绕组中的峰值电流不相同，但在整个操作范围上，这两个电流之间的差异通常为固定值。因此，可以利用固定校正来补偿该差异。

但是，在双开关反激转换器中，泄漏电感器的去磁电压与输入电压和负载电压有很强的依赖性。如果输入电压高，则电感器旨在在次级侧上进行更多放电；否则容易将功率泄漏到初级侧。因此，初级绕组和次级绕组中峰值电流之间的差异不能利用固定的校正来补偿。下面将对此进行详细讨论。

因此，需要一种反激转换器电路，其能够实现有效的初级侧调节，并且可以基于双开关反激拓扑来实现。

技术实现要素：

本发明的构思是提供一种双开关反激转换器，其中从初级侧调节输出电流。为了使电流调节更加准确，通过考虑钳位二极管电流来补偿在初级绕组中测量的峰值电流。其可以被测量，或者可以从钳位二极管的导通持续时间进行推导。

本发明由权利要求书限定。

根据本发明的一个方面的示例，提供了一种反激转换器，包括：

变压器，包括用于连接到输入电源的初级侧和用于连接到负载的次级侧；

在初级侧的第一切换电路，适于允许初级侧在充电阶段中累积来自输入电源的功率，并且适于允许次级侧在续流阶段中将累积的功率的一部分释放给负载；

第一感测电路，用于在充电阶段中感测初级侧电流；以及

在初级侧的第二切换电路，用于在续流阶段中，允许在初级侧的累积的功率的另一部分作为泄漏电流流回到输入电源；

第二感测电路，用于导出取决于泄漏电流的参数；以及

控制器，用于根据第一和第二感测电路的输出，导出用于控制第一切换电路的控制信号；

其中转换器还可以包括时间检测电路，时间检测电路适于检测与续流阶段有关的时间段，并且控制器适于计算：针对与续流阶段有关的时间段从初级绕组的峰值电流释放的总电荷与在续流阶段中由泄漏电流释放的电荷之间的差异，其中所述差异与次级侧电流相关联。

该反激转换器利用两种初级侧感测方法-初级侧变压器电流和泄漏电流(泄漏电流是泄漏感应的去磁期间产生的电流)。以该方式，初级侧感测能够更准确地确定在次级侧的电流，从而提供对在次级侧的输出电流的改进的初级侧调节。当泄漏电流并非仅由转换器及其负载确定(使得初级侧电流和次级侧电流之间的差异不是恒定的)而是还取决于输入电压的变化时(例如双开关反激拓扑是该情况)，该转换器特别受关注。第二感测电路对初级侧电流感测提供可变的补偿，以能够实现更有效的初级侧电流调节。

第二感测电路可以是基于泄漏电流的振幅的测量，或者基于泄漏电流流动的时间段来确定泄漏电流。这些选项从下面的讨论中将是明显的。

控制器例如适于：

基于感测的初级侧电流和取决于泄漏电流的参数来确定在次级侧的次级侧电流；以及

根据确定的次级侧电流和基准电流导出用于控制第一切换电路的控制信号。

因此，两个感测电路能够提供对次级侧电流的确定，对次级侧电流的确定然后可以被用作用于调节次级侧电流(即负载电流)的反馈控制参数，而无需在次级侧进行负载感测。

第一切换电路可以包括在正输入和负输入之间的同步的第一和第二晶体管，同步的第一晶体管和第二晶体管在初级侧的初级侧绕组的每一侧串联，并且第二切换电路包括第一和第二二极管，第一和第二二极管在负输入和正输入之间、在初级侧绕组的每一侧串联并且与输入电源串联，从而形成h桥，并且控制信号是针对晶体管的栅极或基极驱动信号，反激转换器还包括：

反激转换器还包括输入电源，输入电源包括：

在正输入和负输入之间的输入电容器，并且第二切换电路适于允许泄漏电流流回到输入电容器，并且输入电容器(cin)适于连接到时变电压电源。

该架构定义了双开关反激转换器的更加特定的电路，这是一种高效率、高功率密度和低操作电压的转换器设计。这种转换器设计通常需要次级侧调节，但是感测方法能够实现有效的初级侧调节。

反激转换器还可包括在次级侧和输出负载连接之间的输出二极管，该输出二极管适于在充电阶段阻止感应功率流向负载，并且在续流阶段中允许感应功率流向负载。

该输出二极管在续流阶段期间导通。因此，续流阶段可以被定义为在此期间输出二极管导通的时间段。

第一感测电路可以包括：

初级绕组电流感测电阻器，与第一切换电路和初级侧绕组串联；以及

采样和保持电路，用于采样跨初级绕组电流感测电阻器的峰值电压，峰值电压表示通过初级侧绕组的峰值电流。

第一感测电路采样峰值初级侧电流并且将其提供为第一反馈参数，但是根据续流阶段的时间或续流阶段的一部分被缩放。

优选地，控制器适于根据所述差异导出用于控制第一切换电路的控制信号(vc)。

第二感测电路可以包括：

续流电流感测电阻器，与第二切换电路和初级侧绕组串联，适于感测在续流阶段中的泄漏电流的振幅作为参数；

滤波器；以及

比较器，其中比较器的输出被提供为第二感测电路的输出。

比较器使得能够缩放所感测的续流电流并且增加偏移。因此，它用作加法器/放大器/比较器。选择缩放和偏移，以便在被用于修改所感测的初级侧电流时，获得次级侧电流的准确表示。

滤波器输出例如被提供给比较器，比较器将滤波器输出与基准进行比较，并且比较器包括对滤波器输出具有一定增益的反馈回路。

以该方式，第二感测电路的输出用于向初级侧电流感测提供附加补偿输入，以使次级侧电流的估计更加准确。

时间检测电路例如适于检测：

续流阶段的第一部分作为参数，在此期间在初级侧的泄漏电流从峰值下降到零；以及

续流阶段的第二部分，第二部分从在初级侧的泄漏电流下降到零至到负载的次级侧电流下降到零。

峰值初级侧电流因此被用作反馈控制输入。峰值仅在续流阶段期间被使用。通过考虑续流阶段的时间段(在初级侧电流下降到零时，并且在输出二极管电流下降到零时)，可以使补偿准确。通过提供次级电流的准确估计，可以建立反馈控制回路。

控制器可以包括滤波器，滤波器根据所检测的时间部分被充电和放电。

控制器还可以包括：

充电电路，用于在续流阶段的从在初级侧的泄漏电流下降到零至到负载的次级侧电流下降到零的第二部分期间，将所采样的峰值电压提供给滤波器。

这是续流阶段的一部分，在此期间到负载的电流下降到零。

斩波电路还可以用于在续流阶段的该部分之外的时间向滤波器提供地信号。

以该方式，由于可以基于在该时间期间续流电流流动的导通时间段来获得对初级侧感测电流的修改，因此续流电流本身不需要被感测。

斩波电路针对一定时间段将所感测的峰值初级电流提供给滤波器，该时间段可以被认为是单独输出二极管阶段，在该阶段，输出二极管将电流从次级侧传导到负载，而第二切换电路的二极管不再导通，即初级侧续流已经完成。

可以表明，对峰值初级电流的这种处理与单独输出二极管阶段的时间段相结合，还能够实现对次级电流的估计(无需实际测量它)，以便可以建立反馈控制回路。

时间检测电路可以包括：

过零点检测电路，并且时间检测电路用于根据过零点信号推导时间段；或包括

用于检测过零点信号的过零点检测电路和用于推导时间段的锁存器电路，锁存器电路具有作为输入的用于第一切换电路的基极或栅极驱动信号和所检测的过零点检测信号。

锁存器的使用可抵抗在不连续操作模式下可能引起的谐振，并且防止误触发。

反激转换器可以包括调节电流驱动器，其中用于控制第一切换电路的控制信号用于调节由次级侧递送的输出电流。

本发明还提供了一种led驱动器，其包括如上所述的反激转换器，该led驱动器包括用于连接到外部电源的输入和用于连接到led负载的输出。

例如，该驱动器对于在30w至300w范围内的额定功率特别感兴趣。

本发明还提供了一种照明设备，其包括上面定义的led驱动器和连接到led驱动器的led负载。

参考下文描述的(多个)实施例，本发明的这些和其他方面将变得明显。

附图说明

为了更好地理解本发明，并且为了更清楚地显示本发明可以如何被实施，现在将仅以示例的方式参考附图，其中：

图1示出了已知的双开关反激转换器；

图2示出了已知的具有初级侧调节的单开关反激转换器；

图3示出了已知的具有次级侧调节的单开关反激转换器；

图4示出了用于应用于反激转换器的初级侧感测电路的第一示例；

图5是用于示出参数的时序图，参数允许电路操作被理解；

图6示出了用于应用于反激转换器的初级侧感测电路的第二示例；

图7示出了用于应用于反激转换器的初级侧感测电路的第三示例；以及

图8示出了可以被用作电路实现的一部分的锁存器电路。

具体实施方式

将参考附图描述本发明。

应当理解，详细说明和特定示例虽然指示了装置、系统和方法的示例性实施例，但是仅旨在用于说明的目的，并不旨在限制本发明的范围。从以下描述、所附权利要求和附图，将更好地理解本发明的装置、系统和方法的这些和其他特征、方面和优点。应当理解，附图仅是示意性的，并且没有按比例绘制。还应当理解，贯穿附图使用相同的附图标记来指示相同或相似的部分。

本发明提供了一种双开关反激转换器，其中在需要恒定输出电流的操作区域中的输出电流可以从初级侧进行调节。通过利用钳位二极管中的平均电流或钳位二极管的导通持续时间来补偿初级绕组中的峰值电流，输出电流可以被恒定调节，而与输入电压和输出电压无关。

图1示出了一种已知的双开关反激拓扑。电路包括晶体管100和二极管101的第一支路，并且包括晶体管102和二极管103的第二支路。支路连接到变压器104的初级侧。变压器的次级侧通过输出二极管105连接到被表示为电容器的负载106。支路在输入电源轨107、108之间并联。可选的附加电感器109被示为与变压器初级侧绕组串联。输入电容器cin在续流阶段期间接收流过二极管的电荷。

晶体管100和二极管101之间的结连接到变压器104的初级侧绕组的一端，并且晶体管102和二极管103之间的结连接到变压器104的初级侧绕组的另一端。它们形成具有对角晶体管和二极管的h桥电路。

因此，变压器的初级侧用于连接到输入电源，并且次级侧用于连接到负载。晶体管100、102在初级侧实现第一切换电路，该第一切换电路适于允许初级侧在充电阶段中累积来自输入电源的功率，并且适于允许次级侧在续流阶段中将累积的功率的一部分释放给负载。

二极管101、103在初级侧实现第二切换电路，以允许在初级侧处的累积的功率的另一部分流回到输入电源，以在续流阶段作为泄漏电流存储在输入电容器cin上。

为了进行比较和说明，图2示出了具有初级侧调节的单开关反激转换器。只存在单个晶体管110和二极管111。二极管111通过电平移位电路115将晶体管110的电压钳位到高于供电的水平。

通常，如图2中所示，单开关反激转换器中的初级侧调节利用由电阻器117感测的初级绕组中的峰值电流(或有源器件110中的峰值电流)和所检测的输出二极管105的占空比(通过分压器，在过零点检测(zcd)端子处从辅助绕组116上的感应电压感测)，来导出表示平均输出电流的信号。

控制器118基于所检测的占空比(基于辅助绕组电压的过零点检测)和所感测的初级侧电流来控制单个晶体管110。

由于功率变压器中存在泄漏电感，单开关反激转换器的初级绕组中的峰值电流显然与次级绕组中的反射峰值电流不同。这意味着导出的输出电流与实际输出电流之间存在间隙。从控制系统的角度来看，在反馈信号的感测中存在偏移，因此在基准和受控输出之间存在误差。为了消除该误差，控制器必须提供某些补偿手段。然而，在单开关反激转换器中所感测的初级侧电流与次级侧电流具有固定关系，因此易于实现补偿。特别地，由于因为变压器的操作的原理，所以在续流阶段，初级绕组上的电压与次级绕组上的电压成比例，因此泄漏电感器的去磁电压与负载电压无关。

在初级侧调节的单开关反激转换器的现有实施方式中，通常应用固定补偿。

为了完整起见，图3示出了次级侧调节方法。转换器被简单地表示为初级侧块120和次级侧块122。需要高压共模绝缘128，其通过光发射器或磁发射器来实现。这提供了跨感测电阻器123感测的次级侧电流的隔离反馈。在所示的示例中，驱动电路124从低压电源129驱动光电二极管128。光电二极管向在初级侧处的光电晶体管提供光学信号。

初级侧调节的优点在于，驱动电路124不是必需的，并且简化了用于驱动电路的低压电源129。此外，在调节电路装置被放置在初级侧上的情况下，调节电路装置能够以非常简单的方式处理来自干线的任何信息(诸如时序信息)。

当在临界导通或不连续模式下控制时，如果输入电压和输出电压恒定，则反激转换器(无论是单开关还是双开关配置)本质上是具有恒定线性控制的电流源，这使得电路的控制更易于实现，特别是对于需要恒定输出电流的led驱动器应用。

与常规的单开关反激转换器(如图2中所示)相比，双开关反激转换器在有源器件上的电压应力受限于输入功率轨(107和108)，使得可以使用具有正常额定电压的低成本器件。本发明实现了可变校正，该可变校正补偿在初级侧中的所检测的电流与在次级侧中的受控电流之间的差异，使得可以将成本高效和稳健的初级侧调节应用于紧凑、高效率并且可靠的双开关反激转换器。

在双开关反激的情况下，泄漏电感器的去磁电压是(在功率轨107和108之间的)输入电压与反射负载电压之差。负载电压仍然可以被预测，特别是如果负载是具有稳定正向电压的led；但是，轨之间和电容器cin上的输入电压更多地由到驱动器中的供电确定，该供电随时间变化。因此，泄漏电感器的去磁时间(其最终转换为初级绕组和次级绕组中峰值电流的差异)在很大程度上取决于输入电压，而输入电压更多地与转换器和负载无关。在固定补偿的情况下，单开关反激转换器中的输出电流是依赖于负载的，相同的原理将不适用于双开关反激转换器，并且需要改进转换器的负载调节。

图4示出了用于实现初级侧调节方案的电路的第一示例，以用于与图1的双开关反激转换器一起使用。

该电路包括第一感测电路400，以在充电阶段中感测初级侧电流。该电路感测流过晶体管100的电流，并且因此感测流过初级侧绕组的电流。当然，相同的电流流过晶体管102，因此可以在沿电流路径的任何位置执行感测。它包括电流感测电阻器200(rcsp)。

第二感测电路420用于导出取决于泄漏电流的参数。第二感测电路的该示例感测流过二极管103的电流，并且因此感测去磁泄漏电流。当然，相同的电流流过二极管101，因此可以在沿电流路径的任何位置执行感测。它包括电流感测电阻器201(rcsn)和用于处理所感测的电流的电路。在该示例中，处理电路包括滤波器202、203和运算放大器206，运算放大器206具有电阻器204和205以为运算放大器206提供增益调谐/反馈补偿功能。

控制器210用于根据第一和第二感测电路400、420的输出来导出用于控制晶体管100、102(即，第一切换电路)的控制信号vc。控制器210被实现为两个运算跨导放大器(ota)211、212，其调节输出信号。

注意，控制器210和感测电路之间的边界在某种程度上是任意的，并且仅用于说明的目的。实际上，存在提供组合的感测和处理功能的一个整体电路。

两个ota的输出电流的差异在相位补偿网络上被积分(在该实施例中，相位补偿由单个电容器220执行)。注意，相对于电容器220，ota211的输出为正充电电流，并且ota212的输出是负放电电流。然后，生成控制电压vc，其控制有源器件100和102的接通时间，并且补偿泄漏电流误差。以该方式，二极管103中的平均电流被用来补偿泄漏电流误差。控制器210是用于反激转换器的初级侧电流调节控制ic的典型结构。因此，本发明可以在可应用这种ic的任何条件下使用。因此，采用该电路的反激转换器利用了两种初级侧感测方法-初级侧变压器电流以及泄漏电流(其是泄漏电感的去磁期间产生的电流)。以该方式，初级侧感测能够更准确地确定在次级侧的电流，从而提供对在次级侧的输出电流的改进的初级侧调节。第二感测电路420向初级侧电流感测提供可变补偿，以能够实现更有效的初级侧电流调节。当控制电压vc增加时(意味着泄漏电流增加，从而次级电流不足)，电流调节电路可以增加反激转换器的占空比(充电阶段的持续时间)，以使更多的能量可以被递送给次级侧；否则可以减小占空比。

图4的示例是基于补偿泄漏电流，基于是感测的钳位二极管103的平均电流来进行补偿。

第一感测电路400包括开关216和电容器215的采样和保持结构。可选地，可以由放大器施加增益，并且可以提供缓冲器。所保持的信号被施加到斩波开关214，斩波开关214在特定时间间隔期间将输出施加到rc滤波器213，如下所述。输出被提供给控制器210的ota212。

第二感测电路420包括rc滤波器202、203，其接收钳位二极管103的感测电流信号。经滤波的信号被施加到放大器206，放大器206执行加法和缩放功能。它将信号添加到基准信号“基准”中。这提供了经校正的基准信号，该经校正的基准信号随后在放大器206的输出处设置补偿信号，该补偿信号然后被施加到控制器210的第一ota211。因此，由控制器将来自第一感测电路400的感测电流与取决于泄漏电流的基准进行比较。

控制器210生成用于功率转换器的控制电压vc，控制电压vc因此补偿该泄漏电流。该控制电压被保持在电容器220上。

现在将更详细地解释图4的电路的操作。将使用下面的表1中所示的定义，在图5中示出了定义中的一些定义。在图5中，初级侧电流被示为曲线500。(流过钳位二极管101、103的)泄漏电流被示为曲线502。次级侧电流被示为曲线504。

表1

在时间间隔t2至t3期间，电路可以被定义为处于“单独输出二极管阶段”。

可以根据悬臂模型建模任何实际的变压器，因此匝数比可以视为悬臂模型中的等效匝数比，而不是物理匝数的比率。

从图5的基本几何形状可以导出：

这可以被重写为：

其中tsw＝t3-t1+tres，并且tres是准谐振时间。

在时间t3之后，转换器进入所谓的“准谐振”时间，其中有源器件(100，102)和输出二极管105均关断。在临界导通模式(crm)中，tres状态终止于t3+t′res，t′res是真正的准谐振时间，此时下部有源器件上的电压循环(谐振)到正弦曲线的谷值。在不连续模式(dcm)中，在下部器件上的电压达到其谷值之后，在下一个循环开始之前，还存在另一受控延迟(tdelay)。因此，在我们的条件下，可以通过tres＝t′res+tdelay定义针对crm和dcm两者的tres：

该等式的左侧是反射的输出电流iout。

因此，除以2tsw的目的是使等式的左侧等于输出电流iout，并且这是要在电流调节驱动器中控制的参数。右侧中的第二项是钳位二极管中的平均电流idch。

令基准信号vref＝iout·rscalo，其中rscale是根据应用的任意跨阻。这意味着先前的等式可以被替换为：

这可以给重新安排为：

因此，选择vref的水平，以使其等于期望的输出电流乘以缩放电阻rscale。因此，vref是用于设置输出电流iout的控制输入。

特别地，该基准信号vref因此是期望的输出电流iout的直接表示。初级侧调节用于通过施加适当的vref值来设置该输出电流。

该最后一个等式由图4的电路实现。

第一感测电路400提供ippkxrcsp的电流感测电压，因为基于流过电阻器rcsp的峰值电流的电压被采样并且被存储在电容器215上。斩波器通过仅在时间段0到t3期间将输出施加到滤波器来施加因子t3/tsw。

idchrcsn是表示二极管103中的平均电流的电压，因此，在到达运算放大器(图4中的206)的非反相输入端口之前，基准信号应当通过电阻性分压器被预先缩放为rcsn/rscale，并且放大器206的增益应当为2rcsp/rcsn。

该平均由滤波器202、203实现。放大器206实现rcsn/rscale的增益以及上述等式中基于vref的项的添加。

控制器210以这种方式调节控制电压vc以使两个输入相等。因此，反馈控制的效果是提供控制电压vc，以使两个输入相等，即，满足上述等式。

图6示出了图4的电路的分立实施方式。第二传感器电路420是相同的。

在第一传感器电路400中，采样和保持功能由包括两个npn晶体管的电流镜600实现。晶体管100中的峰值电流被保持在第一滤波电路c1和r1上。

斩波器由比较器602实现，比较器602具有过零点检测信号zcd形式的基准输入。信号zcd具有与变压器的次级绕组上的电压相同的相位，并且例如从如图2中所示的辅助绕组中导出。

当输出二极管105导通时，比较器602将输出电阻器r5a拉至地，然后峰值保持电流被放大到运算放大器604的输出。在其他情况下，比较器602的输出处于漏极开路配置，并且放大器604的输出为低。经斩波的信号在第二滤波器电路r2和c2上被平均，并且输出vc由运算放大器606生成。

图4和图6的示例是基于监控钳位二极管中的平均电流。然而，钳位二极管中的平均电流不是实现初级侧调节的必要输入。

相反，可以使用钳位二极管的导通持续时间。

因为：

反射的输出电流可通过以下公式找到：

图7示出了一个备选实施方式，它避免了对钳位二极管电流进行电流监控的需求，而是基于上述等式。

如在图4的电路中那样，使用电流感测电阻器200(rcsp)来测量通过晶体管100(并且因此通过102)的电流。峰值电流再次被开关216和电容器215采样和保持。

第二感测电路420再次导出取决于泄漏电流的参数。但是，这不涉及测量电流，而是涉及获得时序信息。特别地，时序时刻t2和t3被用作取决于泄漏电流的参数。

通常，存在时间检测电路，其适于检测与续流阶段(0-t3)有关的时间段，并且这也适用于图4和图6的电路。对于图6的电路，时间检测电路(可以被认为是第二感测电路420的一部分)适于检测续流阶段(0-t3)的第一部分(0-t2)，在第一部分(0-t2)期间，初级侧的泄漏电流从峰值下降到零。这用作取决于泄漏电流的参数。续流阶段(0-t3)的第二部分(t2-t3)从初级侧的泄漏电流下降到零至到负载的次级侧电流下降到零也被检测。

图7的电路包括第一(高侧)开关232，其用于将第一感测电路400的输出耦合到具有电压输出v214的输出滤波器214的输入。提供第二(低侧)开关233，以用于将到输出滤波器214的输入耦合到地。

当t2＜t＜t3时，开关232导通，并且开关233关断(条件230)，否则，开关233导通，并且开关232关断(条件231)。

以该方式，在rc滤波器214上产生表示平均输出电流的信号v214。具有反馈结构235的放大器234生成控制电压vc。控制电压vc越高，意味着次级电流就越低，并且电流调节电路可以增加反激转换器的占空比(充电阶段的持续时间)，以使更多的能量可以被递送到次级侧；否则可以减小占空比。

对于图7的电路，rc滤波器214上的平均电压的以下等式为真：

对该等式求解，导致：

因此：

以该方式，表示平均输出电流的信号在rc滤波器214上被建立。它是基于确定钳位二极管的导通时间间隔。

在上面的两个实施方式中，必须存在指示二极管阶段(当任一二极管导通时的时间间隔)的信号。对于在临界导通模式下工作的双开关反激转换器，合理的是使用过零点检测(zcd)信号。

在包括谐振阶段的不连续模式下，在谐振阶段通常会生成不想要的等效zcd信号，这会错误地触发斩波器电路。这又导致较高的反馈信号和较低的受控输出电流。

可以通过引入诸如s-r锁存器的存储器设备来获得改进，如图8中所示。“置位”输入由低侧栅极驱动的下降沿触发，而“置位”输入由过零点zcd信号的下降沿触发。

本发明可以在集成电路内部实现或分立地实现。

本发明对双开关反激平台尤其感兴趣，该双开关反激平台例如用于具有从30w至300w范围的驱动功率的中端至高端led驱动器产品，用于室内和室外led照明应用两者。

通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的发明时可以理解和实现所公开的实施例的变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中记载的若干项的功能。在互不相同的从属权利要求中记载某些措施的事实并不意味着不能有利地使用这些措施的组合。计算机程序可以被存储/分发在合适的介质上，与诸如光学存储介质或固态介质一起被提供或作为其他硬件一部分被提供，但是也可以以其他形式被分发，诸如经由因特网或其他有线或无线电信系统。权利要求中的任何附图标记不应当被解释为限制范围。