一种元件复用型高增益DC-DC变换器的制作方法

本发明涉及dc-dc变换器领域，更具体地，涉及一种元件复用型高增益dc-dc变换器。

背景技术：

随着能源互联网技术的发展，大力推广应用光伏等新能源的应用成为当下电力行业的热门，但新能源系统对电力电子技术的要求也越来越高。以光伏为代表的小容量电源，存在电压低、数量多的特点，在实际应用中，往往需要将较低电压等级的光伏系统通过高增益dc-dc变换器抬升电压后，才能并入电网或直接为用户提供电能。

现有技术中采用的高增益dc-dc变换器往往使用级联型dc-dc变换器，该类变换器存在器件多、变换器中器件电压应力大、输出增益由于寄生参数的影响在高占空比下存在增益限制等问题，导致变换器成本增加、效率降低，不能很好的对新能源进行高效利用。传统的级联型dc-dc变换器的结构图如图1所述，级联型电路需要两级甚至多级控制，元器件多、控制复杂。

因此，导致了当前高增益dc-dc变换器结构复杂、成本高、效率低、增益不够的技术问题。

技术实现要素：

本发明提供一种结构简单、成本低的元件复用型高增益dc-dc变换器。

为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：

一种元件复用型高增益dc-dc变换器，包括：直流电源、第一开关管模块、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管和直流负载；

所述直流电源的正极与所述第一电感的第一端和所述第一电容的第二端电连接；

所述第一电感的第二端与所述第一二极管的阳极和所述第二电容的第二端电连接；

所述第一二极管的阴极与所述第一电容的第一端、所述第二电感的第一端和所述第三二极管的阳极电连接；

所述第二电感的第二端与所述第二电容的第一端、所述第一开关管模块的第一端和所述第三电容的第一端电连接；

所述第一开关管模块的第二端与所述第二二极管的阴极和所述直流电源的负极电连接；

所述第二二极管的阳极与所述第三电容的第二端、所述第四电容的第二端和所述直流负载的第二端电连接；

所述第四电容的第一端与所述第三二极管的阴极和所述直流负载的第一端电连接。

优选地，所述第一开关管模块由一个开关管组成；或者，所述第一开关管模块由至少两个开关管并联组成。

优选地，所述第一开关管模块中的开关管均为nmos，其中，第一开关管模块的第一端为第一开关管模块内nmos的漏极，第一开关管模块的第二端为第一开关管模块内nmos的源极；或者，所述第一开关管模块中的开关管为igbt，第一开关管模块的第一端为第一开关管模块内igbt的集电极，第一开关管模块的第二端为第一开关管模块内igbt的发射极。

优选地，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容和所述第四电容均为有极性电容，其中，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容和所述第四电容的第一端均为所述有极性电容的正端，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容和所述第四电容的第二端均为所述有极性电容的负端。

进一步地，当第一开关管模块开通时，第一二极管及第二二极管关断，第三二极管开通，直流电源和第二电容通过“直流电源-第一电感-第二电容-第一开关管模块”回路对第一电感充电，第一电感的电流线性增加；直流电源和第一电容通过“直流电源-第一电容-第二电感-第一开关管模块”回路对第二电感充电，第二电感的电流线性增加。

进一步地，第三电容、第一电容和直流电源通过“第三电容-第一开关管模块-直流电源-第一电容-第三二极管-第四电容-直流负载”回路向第四电容和直流负载释放能量。

进一步地，当第一开关管模块关断时，第一二极管及第二二极管开通，第三二极管关断，直流电源、第一电感和第二电感通过“直流电源-第一电感-第一二极管-第二电感-第三电容-第二二极管”对第三电容充电。

进一步地，第一电感通过“第一电感-第一二极管-第一电容”对第一电容充电；第二电感通过“第二电感-第二电容-第一二极管”对第二电容充电；第四电容通过“第四电容-直流负载”回路向直流负载释放能量。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：

本发明利用电路本身的内部联系使得电容、直流电源、二极管复用，它们既起到升压作用，又累加至输出电压，在提高变换器增益的同时降低了高增益变换器中的元件使用及关键元件的电压应力，节约了成本。此外，相对于传统boost升压变换器，本发明公开的高增益dc-dc变换器可以在较低的占空比下实现高增益，使得开关管导通损耗降低，解决了传统变换器由于寄生参数的存在而无法在高占空比下实现高增益输出的问题，提高了变换器的效率。

附图说明

图1为本发明提供的一种传统的级联型dc-dc变换器的电路图；

图2为本发明实施例提供的一种元件复用型高增益dc-dc变换器的完整电路图；

图3为本发明实施例提供的一种元件复用型高增益dc-dc变换器在第一开关管模块开通时的电路图；

图4为本发明实施例提供的一种元件复用型高增益dc-dc变换器在第一开关管模块关断时的电路图；

图5为本发明实施例提供的一种元件复用型高增益dc-dc变换器的占空比d为0.4时的仿真波形图；

图6为本发明实施例提供的一种元件复用型高增益dc-dc变换器的增益曲线图；

其中，附图标记如下：

vin、直流电源；s1、第一开关管模块；l1、第一电感；l2、第二电感；c1、第一电容；c2、第二电容；c3、第三电容；c4、第四电容；d1、第一二极管；d2、第二二极管；d3、第三二极管；r、直流负载。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

请参阅图2、图3和图4，本发明实施例提供了一种元件复用型高增益dc-dc变换器的一个实施例，包括：直流电源vin、第一开关管模块s1、第一电感l1、第二电感l2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和直流负载r；

所述直流电源vin的正极与所述第一电感l1的第一端和所述第一电容c1的第二端电连接；

所述第一电感l1的第二端与所述第一二极管d1的阳极和所述第二电容c2的第二端电连接；

所述第一二极管d1的阴极与所述第一电容c1的第一端、所述第二电感l2的第一端和所述第三二极管d3的阳极电连接；

所述第二电感l2的第二端与所述第二电容c2的第一端、所述第一开关管模块s1的第一端和所述第三电容c3的第一端电连接；

所述第一开关管模块s1的第二端与所述第二二极管d2的阴极和所述直流电源vin的负极电连接；

所述第二二极管d2的阳极与所述第三电容c3的第二端、所述第四电容c4的第二端和所述直流负载r的第二端电连接；

所述第四电容c4的第一端与所述第三二极管d3的阴极和所述直流负载r的第一端电连接。

需要说明的是，本实施例中的元件复用型高增益dc-dc变换器的工作原理如图3和图4所示，图3和图4中虚线部分为非工作部分，可视为不存在；

当第一开关管模块s1开通时，第一二极管d1及第二二极管d2关断，第三二极管d3开通，直流电源vin和第二电容c2通过“直流电源vin-第一电感l1-第二电容c2-第一开关管模块s1”回路对第一电感l1充电，第一电感l1的电流线性增加；

直流电源vin和第一电容c1通过“直流电源vin-第一电容c1-第二电感l2-第一开关管模块s1”回路对第二电感l2充电，第二电感l2的电流线性增加；

第三电容c3、第一电容c1和直流电源vin通过“第三电容c3-第一开关管模块s1-直流电源vin-第一电容c1-第三二极管d3-第四电容c4//直流负载r”回路向第四电容c4和直流负载r释放能量；

当第一开关管模块s1关断时，第一二极管d1及第二二极管d2开通，第三二极管d3关断，直流电源vin、第一电感l1和第二电感l2通过“直流电源vin-第一电感l1-第一二极管d1-第二电感l2-第三电容c3-第二二极管d2”对第三电容c3充电；

第一电感l1通过“第一电感l1-第一二极管d1-第一电容c1”对第一电容c1充电；

第二电感l2通过“第二电感l2-第二电容c2-第一二极管d1”对第二电容c2充电；

第四电容c4通过“第四电容c4-直流负载r”回路向直流负载r释放能量；

本实施例中公开的高增益dc-dc变换器的增益为其输出电压为第一电容、第三电容和输入电源的累加，相比于传统的高增益变换器，本发明巧妙的利用电路本身的内部联系使得电容、直流电源、二极管复用，它们既起到升压作用，又累加至输出电压，在提高变换器增益的同时降低了高增益变换器中的元件使用及关键元件的电压应力，节约了成本。此外，相对于传统boost升压变换器，本发明公开的高增益dc-dc变换器可以在较低的占空比下实现高增益，使得开关管导通损耗降低，解决了传统变换器由于寄生参数的存在而无法在高占空比下实现高增益输出的问题，提高了变换器的效率。

以上为本发明实施例提供的一种元件复用型高增益dc-dc变换器的一个实施例，以下为本发明实施例提供的一种元件复用型高增益dc-dc变换器的另一个实施例。

请参阅图2至图6，本发明实施例提供了一种元件复用型高增益dc-dc变换器的另一个实施例，包括：

直流电源vin、第一开关管模块s1、第一电感l1、第二电感l2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和直流负载r；

所述直流电源vin的正极与所述第一电感l1的第一端和所述第一电容c1的第二端电连接；

所述第一电感l1的第二端与所述第一二极管d1的阳极和所述第二电容c2的第二端电连接；

所述第一二极管d1的阴极与所述第一电容c1的第一端、所述第二电感l2的第一端和所述第三二极管d3的阳极电连接；

所述第二电感l2的第二端与所述第二电容c2的第一端、所述第一开关管模块s1的第一端和所述第三电容c3的第一端电连接；

所述第一开关管模块s1的第二端与所述第二二极管d2的阴极和所述直流电源vin的负极电连接；

所述第二二极管d2的阳极与所述第三电容c3的第二端、所述第四电容c4的第二端和所述直流负载r的第二端电连接；

所述第四电容c4的第一端与所述第三二极管d3的阴极和所述直流负载r的第一端电连接。

需要说明的是，本实施例中的元件复用型高增益dc-dc变换器的工作原理如图3和图4所示，图3和图4中虚线部分为非工作部分，可视为不存在；

当第一开关管模块s1开通时，第一二极管d1及第二二极管d2关断，第三二极管d3开通，直流电源vin和第二电容c2通过“直流电源vin-第一电感l1-第二电容c2-第一开关管模块s1”回路对第一电感l1充电，第一电感l1的电流线性增加；

直流电源vin和第一电容c1通过“直流电源vin-第一电容c1-第二电感l2-第一开关管模块s1”回路对第二电感l2充电，第二电感l2的电流线性增加；

第三电容c3、第一电容c1和直流电源vin通过“第三电容c3-第一开关管模块s1-直流电源vin-第一电容c1-第三二极管d3-第四电容c4//直流负载r”回路向第四电容c4和直流负载r释放能量；

当第一开关管模块s1关断时，第一二极管d1及第二二极管d2开通，第三二极管d3关断，直流电源vin、第一电感l1和第二电感l2通过“直流电源vin-第一电感l1-第一二极管d1-第二电感l2-第三电容c3-第二二极管d2”对第三电容c3充电；

第一电感l1通过“第一电感l1-第一二极管d1-第一电容c1”对第一电容c1充电；

第二电感l2通过“第二电感l2-第二电容c2-第一二极管d1”对第二电容c2充电；

第四电容c4通过“第四电容c4-直流负载r”回路向直流负载r释放能量；

需要说明的是，第一开关管模块s1的一个周期内开通时间和周期时间的比值为占空比d；

第一电感l1、第二电感l2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4的取值并不做特别的限定，根据实际需要进行选择；

下面对本实施例中元件复用型高增益dc-dc变换器的增益进行计算：

元件复用型高增益dc-dc变换器的占空比为d，在一个周期内，dc-dc变换器的输出电压为vo(即直流负载的电压vo)，直流电源vin电压为vin，则当第一开关管模块s1开通时，第一电感l1的电压vl1为：

其中，vc2为第二电容c2的电压，第一电感l1的电流线性增加；

第二电感l2的电压vl2为：

其中，vc1为第一电容c1的电压，第二电感l2的电流线性增加；

dc-dc变换器的输出电压vo为：

其中，vc3为第二电容c3的电压；

当第一开关管模块s1关断时，第一电感l1两端的电压为：

第二电感l2两端的电压为：

第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3的电压关系为：

当电路处于稳态工作时，根据式(1)、式(2)、式(4)、式(5)和第一电感l1、第二电感l2的伏秒平衡定理有：

其中，t为一个周期的时间；

联立式(7)、式(8)解得：

联立式(6)、式(9)解得：

联立式(3)、式(9)、式(10)可解出vo：

由于电路增益为输出电压与输入电压的比值，则本实施例中元件复用型高增益dc-dc变换器的增益g为：

增益g的增益曲线如图5所示；

搭建图2中所示的仿真电路，其中的仿真参数选择如下：l1＝l2＝470uh、c1＝c2＝c3＝c4＝100uf、vin＝20v、r＝200ω；

当占空比选择为0.4时，此时的仿真结果如图6所示，元件复用型高增益dc-dc变换器的输出电压vo为160v，dc-dc变换器的增益g为8，符合图5的增益曲线。

进一步地，第一开关管模块s1由一个开关管组成；

需要说明的是，在实际应用过程中，如果升压中的电流较小，则第一开关管模块s1可只由一个开关管组成，从而节约才成本。

进一步地，第一开关管模块s1由至少两个开关管并联组成；

需要说明的是，在实际应用过程中，如果升压中的电流较大，则为了避免损坏器件，第一开关管模块s1可由至少两个开关管并联组成。

进一步地，第一开关管模块s1中的开关管均为nmos，其中，第一开关管模块s1的第一端为第一开关管模块s1内nmos的漏极，第一开关管模块s1的第二端为第一开关管模块s1内nmos的源极。

需要说明的是，nmos(n-metal-oxide-semiconductor，n型金属-氧化物-半导体)晶体管是开关管中的一种，在一块掺杂浓度较低的p型硅衬底(提供大量可以动空穴)上，制作两个高掺杂浓度的n+区(n+区域中有大量为电流流动提供自由电子的电子源)，并用金属铝引出两个电极，分别作漏极和源极，然后在半导体表面覆盖一层很薄的二氧化硅(sio2)绝缘层，在漏——源极间的绝缘层上再装上一个铝电极(通常是多晶硅),作为栅极，在衬底上也引出一个电极，这就构成了一个n沟道增强型mos管；

nmos具有开关速度快、开关损耗小的优点。

进一步地，第一开关管模块s1为igbt，其中，第一开关管模块s1的第一端为第一开关管模块s1内igbt的集电极，第一开关管模块s1的第二端为第一开关管模块s1内igbt的发射极。

需要说明的是，igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)，是由bjt(双极型三极管)和mos(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有mosfet的高输入阻抗和gtr的低导通压降两方面的优点。

除了nmos和igbt之外，第一开关管模块s1还可以是其他类型的开关管，实际应用过程中根据需要进行选择。

进一步地，第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3和第四电容c4均为有极性电容，其中，第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3和第四电容c4的第一端均为有极性电容的正端，第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3和第四电容c4的第二端均为有极性电容的负端。

需要说明的是，有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，当然，本申请中也可以选用无极性电容，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定；

本实施例中公开的高增益dc-dc变换器的增益为其输出电压为第一电容、第三电容和输入电源的累加，相比于传统的高增益变换器，本发明巧妙的利用电路本身的内部联系使得电容、直流电源、二极管复用，它们既起到升压作用，又累加至输出电压，在提高变换器增益的同时降低了高增益变换器中的元件使用及关键元件的电压应力，节约了成本。此外，相对于传统boost升压变换器，本发明公开的高增益dc-dc变换器可以在较低的占空比下实现高增益，使得开关管导通损耗降低，解决了传统变换器由于寄生参数的存在而无法在高占空比下实现高增益输出的问题，提高了变换器的效率。

相同或相似的标号对应相同或相似的部件；

附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。