压电驱动电路和压电驱动方法与流程

本发明涉及电力电子领域，更具体的说，涉及一种压电驱动电路和压电驱动方法。

背景技术：

压电陶瓷作为压电负载或压电致动器的一种，用途日益广泛。现有技术用于驱动压电陶瓷的压电驱动电路如图1所示，所述压电驱动电路包括boost电路1和全桥逆变电路2，所述boost电路1对输入电压vdd进行电压转换，所述全桥逆变电路2将boost电路输出的直流电转换为交流电输出，所述全桥逆变电路2的输出交流电对压电陶瓷cload进行驱动。

现有技术的压电驱动电路用于驱动一个压电陶瓷时使用的开关管较多，用于驱动多个压电压电陶瓷时，每一个压电陶瓷均耦接一个全桥逆变电路2，从而使用的开关管更多，不利于电路集成化。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提出了一种利于集成化的压电驱动电路和压电驱动方法，以解决现有技术中开关管较多造成不利于电路集成化的技术问题。

第一方面，本发明实施例提供了一种压电驱动电路，用于驱动压电负载，包括：可充电电源；

功率级电路，耦接至所述可充电电源和所述压电负载之间；

在一工作周期的第一工作区间，所述可充电电源利用所述功率级电路对所述压电负载进行充电，以使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述工作周期的第二工作区间，所述压电负载利用所述功率级电路对所述可充电电源进行充电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。

优选地，控制所述功率级电路的工作状态，以使得在所述第一工作区间，所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述第二工作区间，所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。

优选地，在所述第一工作区间，控制所述功率级电路正向工作，以对所述压电负载进行充电。

优选地，在所述第二工作区间，控制所述功率级电路负向工作，以对所述压电负载进行放电。

优选地，当所述参考电压增大时，所述功率级电路正向工作，当所述参考电压减小时，所述功率级电路反向工作。

优选地，所述功率级电路包括第一开关管和第二开关管，通过控制所述第一开关管和第二开关管的工作状态以控制所述功率级电路正向或反向工作。

优选地，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波。

优选地，所述参考电压的第一区间为参考电压在一周期内的上升部分，所述参考电压的第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。

优选地，所述压电驱动电路还包括n路电压输出电路以相应驱动n个压电负载，各路电压输出电路相互并联，每一路所述电压输出电路包括选择开关，所述选择开关与相应的压电负载串联，通过控制所述选择开关的开关状态以导通或关断所述电压输出电路，n大于等于1。

优选地，所述压电驱动电路还包括控制电路，所述控制电路包括第一控制电路和第二控制电路，用于分别产生第一控制信号和第二控制信号，以分别控制所述第一开关管和第二开关管的开关状态。

优选地，在所述第一工作区间，所述第一控制电路根据补偿信号生成第一控制信号，所述补偿信号表征所述参考电压和表征所述供电电压信号的采样信号之间的误差，所述第二控制电路根据所述第二开关管的漏源电压生成第二控制信号。

优选地，在所述第二工作区间，所述第一控制电路根据所述第一开关管的漏源电压生成第一控制信号，所述第二控制电路根据补偿信号生成第二控制信号，所述补偿信号表征所述参考电压和表征所述供电电压信号的采样信号之间的误差。

优选地，所述功率级电路为双向boost-buck变换器、双向buck-boost变换器、双向cuk变换器、双向zeta-sepic变换器、双向反激变换器、双向正激变换器、双向推挽变换器、双向半桥变换器和双向全桥变换器之一。

第二方面，本发明实施例还提供了一种压电驱动方法，应用于压电驱动电路，所述压电驱动电路包括可充电电源和功率级电路，所述功率级电路耦接至所述可充电电源和所述压电负载之间，所述压电驱动方法包括：

在一工作周期的第一工作区间，所述可充电电源利用所述功率级电路对所述压电负载进行充电，以使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；

在所述工作周期的第二工作区间，所述压电负载利用所述功率级电路对所述可充电电源进行充电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。

优选地，控制所述功率级电路的工作状态，以使得在所述第一工作区间，所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述第二工作区间，所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。

优选地，在所述第一工作区间，控制所述功率级电路正向工作，以对所述压电负载进行充电。

优选地，在所述第二工作区间，控制所述功率级电路负向工作，以对所述压电负载进行放电。

优选地，当所述参考电压增大时，所述功率级电路正向工作，当所述参考电压减小时，所述功率级电路反向工作。

优选地，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波。

优选地，所述参考电压的第一区间为参考电压在一周期内的上升部分，所述参考电压的第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：本发明压电驱动电路包括可充电电源和功率级电路，所述功率级电路耦接至所述可充电电源和压电负载之间；在一工作周期的第一工作区间，所述可充电电源利用所述功率级电路对所述压电负载进行充电，以使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述工作周期的第二工作区间，所述压电负载利用所述功率级电路对所述可充电电源进行充电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。所述参考电压的第一区间为参考电压在一周期内的上升部分，所述参考电压的第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。优选的，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波。本发明根据所述参考电压控制所述功率级电路的工作状态，使得所述供电电压信号为所述参考电压。本发明的压电驱动电路中的开关管较少有利于电路的集成化，并且，由于本发明中压电负载在放电过程中将能量放电给可充电电源，压电负载多余的能量可以反馈到电源部分，节省了压电驱动系统的能量，有利于能量的循环利用，降低了能量损耗，并进一步降低了系统功耗。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1为现有技术压电驱动电路的示意图；

图2为本发明压电驱动电路的电路框图；

图3为本发明压电驱动电路实施例一的电路示意图；

图4为本发明压电驱动电路实施例一的工作波形图；

图5为本发明压电驱动电路实施例一充电阶段的工作波形图；

图6为本发明压电驱动电路实施例一放电阶段的工作波形图；

图7为本发明压电驱动电路实施例一在充电阶段的工作电路示意图；

图8为本发明压电驱动电路实施例一在放电阶段的工作电路示意图；

图9为本发明压电驱动电路实施例一的控制电路的实施例示意图；

图10为本发明压电驱动电路实施例二的电路示意图；

图11为本发明压电驱动电路实施例二的工作波形图；

图12为本发明压电驱动电路实施例三的电路示意图；

图13为本发明压电驱动电路实施例三的工作波形图；

图14为本发明压电驱动电路实施例四的电路示意图；

图15为本发明压电驱动电路实施例四的工作波形图；

图16为本发明压电驱动电路实施例五的电路示意图；

图17为本发明压电驱动电路实施例五的工作波形图；

图18为本发明压电驱动电路实施例六的电路示意图；

图19为本发明压电驱动电路实施例六的工作波形图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

图2为本发明压电驱动电路的电路框图，所述压电驱动电路用于驱动压电负载3，包括可充电电源1和功率级电路2，所述功率级电路2耦接至所述可充电电源1和所述压电负载3之间；在一工作周期的第一工作区间，所述可充电电源1利用所述功率级电路2对所述压电负载3进行充电，以使得提供给压电负载3的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述工作周期的第二工作区间，所述压电负载3利用所述功率级电路2对所述可充电电源1进行充电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。

进一步的，所述功率级电路2为双向变换器，优选的，所述功率级电路2为所述双向boost-buck变换器、双向buck-boost变换器、双向cuk变换器、双向zeta-sepic变换器、双向反激变换器、双向正激变换器、双向推挽变换器、双向半桥变换器和双向全桥变换器中之一，本发明对此不进行限制。

进一步的，控制所述功率级电路2的工作状态，以使得在所述第一工作区间，所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述第二工作区间，所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。

具体的，在所述第一工作区间，控制所述功率级电路2正向工作，以对所述压电负载3进行充电，从而使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述第二工作区间，控制所述功率级电路2负向工作，以对所述压电负载3进行放电，从而使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。并且，所述压电负载3在放电时，对可充电电源1进行充电，故压电负载多余的能量可以反馈到电源部分，使得降低了能量损耗，并进一步降低了系统功耗。

进一步的，所述参考电压的第一区间为参考电压在一周期内的上升部分，所述参考电压的第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。进一步的，所述参考电压的波形的数值大于零。优选的，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波，在其他的实施例中，可以为其他的波形，本发明对此不进行限制。

进一步的，当所述参考电压增大时，所述功率级电路2正向工作，当所述参考电压减小时，所述功率级电路2反向工作。具体的，在所述压电负载被驱动时，所述供电电压信号等于所述压电负载上的电压，所述参考电压增大时，需要增大所述供电电压信号，即需要给所述压电负载充电，故所述功率级电路2正向工作，当所述参考电压减小时，需要减小所述供电电压信号，即需要给所述压电负载放电，所述功率级电路2反向工作。

进一步的，所述压电驱动电路还包括n路电压输出电路以相应驱动n个压电负载，各路电压输出电路相互并联，每一路所述电压输出电路包括选择开关，所述选择开关与相应的压电负载串联，通过控制所述选择开关的开关状态以导通或关断所述电压输出电路，进而相应驱动或者不驱动所述压电负载，n大于等于1。

依据本发明所述的压电驱动电路，利用所述功率级电路的正负向工作以分别对所述压电负载进行充电和放电，使得提供给所述压电负载的供电电压信号和所述参考电压相对应。所述压电驱动电路的控制原理为根据参考电压控制所述功率级电路的工作状态，进而使得所述供电电压信号为所述参考电压。进一步的，所述工作状态包括正负向工作状态以及开关状态。具体的，在所述第一工作区间，控制所述功率级电路正向工作，以对所述压电负载进行充电，从而使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述第二工作区间，控制所述功率级电路负向工作，以对所述压电负载进行放电，从而使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。进一步的，本发明所述参考电压的第一区间为参考电压在一周期内的上升部分，所述参考电压的第二区间为参考电压在该周期内的下降部分，优选的所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波，本发明后续的实施例中以所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波为例进行说明，但所述参考电压可以为其他的形式，例如所述参考电压的波形为整流后的正弦波等，本发明对此不进行限制。进一步的，本发明所述的压电负载包括压电陶瓷和压电致动器等压电器件，本发明中的开关管和选择开关不限于mos管，还通过bjt或igbt等电力开关管实现，本发明对此不进行限制。本发明的功率级电路为双向变换器，优选的，所述功率级电路2所述双向boost-buck变换器、双向buck-boost变换器、双向cuk变换器、双向zeta-sepic变换器、双向反激变换器、双向正激变换器、双向推挽变换器、双向半桥变换器和双向全桥变换器等，本发明后续主要以双向反激变换器进行详细说明，并给出了其他的几个实施例，但本发明对此不进行限制，此外，双向反激变换器和双向boost-buck变换器中只有两个开关管，且控制方便，因此在实际应用中有比较大的优势。进一步的，本发明中的功率级电路2可以用在dcm或ccm或crm等状态，后续以dcm为例进行说明，但本发明对此不进行限制。进一步的，所述功率级电路的输出端可以耦接输出电容，也可以不耦接所述输出电容，由于所述功率级电路的输出端不耦接输出电容时，直接且仅对压电负载进行充放电，减小了能量损耗，故本发明的实施例中，功率级电路的输出端均不耦接输出电容，但本发明对此不进行限制。本发明的压电驱动电路可以用于驱动单路或多路压电负载，且开关管较少易于实现，电路简单，有利于电路的集成化；增加驱动压电负载路数实现简单，各路输出间互不干扰；能够输出变化直流电压，输出波形可编程。本发明压电驱动电路在有的实施例(如含有双向反激变换器的实施例)中，所述开关管均为共地管，检测和控制等技术等比浮地管更加简单，进一步有利于电路集成化。相比现有技术，本发明压电驱动电路工艺简单，使用更少的器件，减小电路体积，降低了成本，提高了电路功率密度。由于本发明中压电负载在放电过程中将能量放电给可充电电源，压电负载多余的能量可以反馈到电源部分，节省了压电驱动系统的能量，有利于能量的循环利用，降低了能量损耗，并进一步降低了系统功耗。

图3为本发明压电驱动电路实施例一的电路示意图；所述压电驱动电路包括可充电电源vin和功率级电路2，所述压电驱动电路给压电负载或压电致动器cload1提供供电电压信号v1，以驱动压电负载或压电致动器cload1，所述功率级电路2耦接在所述可充电电源vin和所述压电负载cload1之间。在一工作周期的第一工作区间，所述可充电电源vin利用所述功率级电路2对所述压电负载cload1进行充电，以使得提供给压电负载cload1的供电电压信号v1与参考电压的第一区间相对应；在所述工作周期的第二工作区间，所述压电负载cload1利用所述功率级电路2对所述可充电电源vin进行充电，以使得所述供电电压信号v1与所述参考电压的第二区间相对应。

在本实施例中，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波，所述参考电压的第一区间为参考电压在一周期内的上升部分，所述参考电压的第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。

本实施例中所述功率级电路2的一端连接所述可充电电源vin，另一端连接所述压电负载cload1，所述压电驱动电路还包括控制电路(图中未显示)，所述控制电路用于控制所述功率级电路2的工作状态，以使得在所述第一工作区间，所述供电电压信号v1与参考电压的第一区间相对应；在所述第二工作区间，所述供电电压信号v1与所述参考电压的第二区间相对应。具体的，在所述第一工作区间，控制所述功率级电路2正向工作，以对所述压电负载cload1进行充电，在所述第二工作区间，控制所述功率级电路负向工作，以对所述压电负载cload1进行放电。

在本实施例中，所述功率级电路2为双向反激变换器，所述双向反激变换器包括原边开关管qp、副边开关管qs和变压器t，所述变压器t包括原边绕组lp和所述副边绕组ls，所述原边绕组lp和原边开关管qp串联在所述可充电电源vin的两端，所述副边绕组ls和所述副边开关管qs串联在所述功率级电路的输出端，需要驱动所述压边绕组cload1时，在功率级电路的输出端产生所述供电电压信号v1，以驱动所述压电负载cload1。在本实施例中，所述功率级电路2的输出端没有耦接输出电容，直接对压电负载进行充放电，减小了能量损耗。在其他的实施例中，所述功率级电路2的输出端耦接输出电容。在其他的实施例中，所述功率级电路2为双向boost-buck变换器、双向buck-boost变换器、双向cuk变换器、双向zeta-sepic变换器、双向正激变换器、双向推挽变换器、双向半桥变换器和双向全桥变换器或其他拓扑类型的双向变换器，本发明对此不进行限制。

在本实施例中，所述控制电路通过控制所述功率级电路2中所述原边开关管qp和所述副边开关管qs的开关状态，以使得所述供电电压信号v1为所述参考信号，具体的，在一工作周期的第一工作区间，所述供电电压信号v1与参考电压的第一区间相对应，在所述工作周期的第二工作区间，所述供电电压信号v1与所述参考电压的第二区间相对应。

进一步的，所述压电驱动电路还包括电压输出电路，所述电压输出电路包括选择开关qcs1，所述压电负载cload1和所述选择开关qcs1串联组成的串联结构耦接在所述功率级电路2的输出端，通过控制所述选择开关qcs1的开关状态导通或关断所述电压输出电路，以分别选择驱动或不驱动所述压电负载cload1。优选地，当需要驱动所述压电负载cload1时，所述选择开关qcs1导通，所述压电驱动电路开始工作，本发明对此不进行限制。在其他的实施例中，所述压电驱动电路不包括电压输出电路，所述功率级电路2与压电负载cload并联。在本实施例中，所述串联结构中所述选择开关qcs1的一端接地，所述选择开关为共地管，在其他的实施例中，所述串联结构中压电负载cload的一端接地，所述选择开关为浮地管。可选的，所述选择开关qcs1为开关管。

在本实施例中，所述功率级电路2的所述原边开关管qp、所述副边开关管qs和选择开关qcs1均为共地管，即所述压电驱动电路中的开关管均为共地管，对检测和控制等技术的要求没有浮地管的高，利于电路集成化。

结合图4-6的工作波形图和图7-8的电路工作示意图说明所述压电驱动电路实施例一的工作过程，其中vref为所述参考电压，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波，vgqp为原边开关管qp的驱动信号，vgqs为副边开关管qs的驱动信号，vgcs1为选择开关qcs1的驱动信号，所述vload1为压电负载两端的压差，用以表征供电电压信号v1，ip为变压器的原边电流，is为变压器的副边电流。图4为实施例一的工作波形图，图5为实施例一压电负载充电过程中的工作波形图，图6为实施例一压电负载放电过程中的工作波形图。所述图5中的工作波形为图4中t0-t4阶段内的工作波形，图6中的工作波形图为图4中t4-t8阶段内的工作波形，图4和图5中的t0时刻为同一个时刻，所述t4时刻大于t3时刻，图4和图6中的t4时刻为同一个时刻，所述t8时刻大于t7时刻。

在t0时刻，vgcs1为高电平，选择开关qcs1导通。

t0-t4阶段，参考电压上升，所述功率变换器2正向工作；

具体的，在t0-t1阶段，vgqp为高电平，vgqs为低电平，功率级电路2中的原边开关管qp导通，副边开关管qs关断，变压器的原边电流上升，所述可充电电源对变压器t充电，变压器t储能，压电驱动电路如图7中的箭头11所示工作。

在t1-t2阶段，vgqp为低电平，vgqs为高电平，功率级电路2中的原边开关管qp关断，副边开关管qs导通，变压器副边电流下降，变压器t对压电负载cload1充电，压电负载cload1上的电压上升，压电驱动电路如图7中的箭头22所示工作。

在t2-t3阶段，vgqp为低电平，vgqs为低电平，功率级电路2中的原边开关管qp关断，副边开关管qs关断。

重复t0-t3过程，使得所述供电电压信号v1跟随参考电压vref不断上升，直到t4时刻，所述供电电压信号v1达到所述参考电压vref的最大值。

如图4所示，在t0-t4阶段，所述原边开关管qp和所述副边开关管qs工作在pwm状态，在该阶段所述可充电电源通过功率级电路2对所述压电负载cload1充电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变大，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图4所示。

t4-t8阶段，参考电压下降，所述功率变换器2反向工作；

具体的，在t4-t5阶段，vgqp为低电平，vgqs为高电平，功率级电路2中的原边开关管qp关断，副边开关管qs导通，变压器的副边电流上升，压电负载cload1对变压器t充电，变压器t储能，压电负载cload1上的电压下降，压电驱动电路如图8中的箭头33所示工作。

在t5-t6阶段，vgqp为高电平，vgqs为低电平，功率级电路2中的原边开关管qp导通，副边开关管qs关断，变压器原边电流下降，变压器t对可充电电源充电，压电负载cload1上的能量反馈到可充电电池，压电驱动电路如图8中的箭头44所示工作。

在t6-t7阶段，vgqp为低电平，vgqs为低电平，功率级电路2中的原边开关管qp关断，副边开关管qs关断。

重复t4-t7过程，使得所述供电电压信号v1跟随参考电压vref不断下降，直到t8时刻，所述供电电压信号v1达到所述参考电压vref的最小值。

如图4所示，在t4-t8阶段，所述原边开关管qp和所述副边开关管qs工作在pwm状态，在该阶段所述压电负载cload1通过功率级电路2对所述可充电电源充电，即所述压电负载cload1放电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变小，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图4所示。

t0-t8为一个工作周期。重复t0-t8的工作过程，使得所述供电电压信号v1跟随参考电压vref，直至t9时刻，选择开关qcs1关断，该压电负载cload1不再接入电路，压电负载两端的压差vload1为0。

图9为本发明压电驱动电路实施例一的控制电路的实施例图；所述控制电路包括第一控制电路81和第二控制电路82，用于分别产生第一控制信号v1p和第二控制信号v2s，以分别控制所述原边开关管qp和副边开关管qs的开关状态，即导通或关断。

在所述第一工作区间，所述第一控制电路81根据补偿信号vc生成第一控制信号v1p，所述补偿信号vc表征所述参考电压vref和表征所述供电电压信号的采样信号vs之间的误差，所述第二控制电路82根据所述副边开关管qs的漏源电压vdss生成第二控制信号v2s。所述第一工作区间，为给压电负载充电过程中，所述参考电压vref上升。

在所述第二工作区间，所述第一控制电路81根据所述原边开关管qp的漏源电压vdsp生成第一控制信号v1p，所述第二控制电路82根据补偿信号vc生成第二控制信号v2s，所述补偿信号vc表征所述参考电压vref和表征所述供电电压信号的采样信号vs之间的误差。所述第二工作区间，为给压电负载放电过程中，所述参考电压vref下降。

所述第一控制电路81包括第一信号生成电路811、第二信号生成电路812和比较器comp3，所述第一信号生成电路811用于根据补偿信号vc生成第一信号va1，所述第二信号生成电路812用于根据所述原边开关管qp的漏源电压vdsp生成第二信号vb1，所述比较器comp3的第一端接收斜坡信号，所述比较器comp3的第二端在第一工作区间接收第一信号va1，在第二工作区间接收第二信号vb1，在所述选择开关qcs1导通时，所述比较器comp3的输出信号为第一控制信号v1p。

所述所述第二控制电路82包括第三信号生成电路821、第四信号生成电路822和比较器comp6，所述第三信号生成电路821用于根据补偿信号vc生成第三信号vb2，所述第四信号生成电路822用于根据所述副边开关管qs的漏源电压vdss生成第四信号va2，所述比较器comp6的第一端接收斜坡信号，所述比较器comp3的第二端在第一工作区间接收第四信号va2，在第二工作区间接收第四信号vb2，在所述选择开关qcs1导通时，所述比较器comp6的输出信号为第二控制信号v2s。

所述补偿信号vc经过pi控制，得到第一信号va1或第三信号vb2。具体的，所述第一信号生成电路811和第三信号生成电路821均包括积分电路8111和乘法器，所述积分电路8111和所述乘法器均接收补偿信号vc，所述积分电路811的输出信号vi和所述乘法器的输出信号vp叠加后的信号为第一信号va1或第三信号vb2，所述补偿信号vc为所述参考信号vref和表征所述压电负载正端电压vload1的采样信号vs的差值。

所述积分电路8111包括压控电流源i1和电容c11，所述压控电流源i1接收所述补偿信号vc，其输出的电流对电容c11进行充电，所述电容c11上的电压为所述积分电路8111的输出信号vi。

所述第二信号生成电路812包括比较器comp1、比较器comp2和sr触发器，所述比较器comp1的第一端接收第一阈值，其第二端接收所述原边开关管qp的漏源电压vdsp，所述比较器comp2的第一端接收所述原边开关管qp的漏源电压vdsp，其第二端接收第二阈值，所述比较器comp1的输出端连接所述sr触发器的s端，所述比较器comp2的输出端连接所述sr触发器的r端，所述sr触发器的输出端q输出第二信号vb1。

所述第四信号生成电路822包括比较器comp4、比较器comp5和sr触发器，所述比较器comp4的第一端接收第三阈值，其第二端接收所述副边开关管qs的漏源电压vdss，所述比较器comp5的第一端接收所述副边开关管qs的漏源电压vdss，其第二端接收第四阈值，所述比较器comp4的输出端连接所述sr触发器的s端，所述比较器comp5的输出端连接所述sr触发器的r端，所述sr触发器的输出端q输出第四信号va2。

本发明实施例一中的所述控制电路在其他的实施例中，可以为其他的形式或结构，本发明对此不进行限制。

本发明压电驱动电路实施例一用于驱动一路压电负载，本发明的压电驱动电路还可以用于驱动多路压电负载，即为多路输出，具体的，所述压电驱动电路包括至少两路相互并联连接的电压输出电路，每一路所述电压输出电路包括选择开关，所述选择开关与所述压电负载串联，通过控制所述选择开关的开关状态以导通或关断对应的所述电压输出电路。本发明后续实施例为了便于说明，所述多路输出为两路输出，用于驱动两路压电负载，但本发明对此不进行限制。

图10为本发明压电驱动电路实施例二的电路示意图，其与实施例一的不同之处在于：所述压电驱动电路包括两路电压输出电路，所述两路电压输出电路相互并联在所述功率级电路2的输出端。

第一路电压输出电路和第二路所述电压输出电路分别包括选择开关qcs1和选择开关qcs2，所述选择开关qcs1与所述压电负载cload1串联，所述选择开关qcs2与所述压电负载cload2串联，通过控制所述选择开关qcs1和选择开关qcs2的开关状态以导通或关断相应的所述电压输出电路，以分别驱动或不驱动对应的所述压电负载cload1和压电负载cload2。

结合图10和图11说明所述压电驱动电路实施例二的工作过程，其中vgqp为原边开关管qp的驱动信号，vgqs为副边开关管qs的驱动信号，vgcs1为选择开关qcs1的驱动信号，vgcs2为选择开关qcs2的驱动信号，vload1为所述压电负载cload1两端的压差，vload2为压电负载cload2两端的压差，vref为所述参考电压，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波。

在t0-t12阶段，vgcs1为高电平，选择开关qcs1导通，第一路所述电压输出电路导通，故压电负载cload1两端的压差vload1的工作波形和实施例一相同，且电压驱动电路实施例二在此阶段的工作过程与实施例一相同，在此不进行赘述。

在t10-t13阶段，vgcs2为高电平，选择开关qcs2导通，第二路所述电压输出电路导通，故压电负载cload2两端的压差vload2的工作波形和实施例一相同，且电压驱动电路实施例二在此阶段的工作过程与实施例一相同，在此不进行赘述。

在t10-t12阶段，所述vgcs1和vgcs2均为高电平，故两个电压输出电路同时导通，以分别驱动压电负载cload1和cload2。

在t13-t14阶段，所述vgcs1和vgcs2均为低电平，故两个电压输出电路均关断。

本发明后续的实施例三-六也均可以用于驱动单路或多路压电负载，为了便于说明，仅给驱动多路压电负载的情况，驱动单路的情况和实施例一类似，本发明对此不进行赘述。

图12为本发明压电驱动电路实施例三的电路示意图，其与实施例二的不同之处在于：所述功率级电路2为双向boost-buck变换器。

所述双向boost-buck变换器包括电感l、开关管qp和开关管qs，所述电感l和所述开关管qp串联连接在所述可充电电源的两端，所述开关管qs的一端连接在所述电感l和所述开关管qp的公共端，其另一端为所述功率级电路2的输出高电位端，所述功率级电路2的输出低电位端为地电位，所述需要驱动所述压边绕组cload1或cload2时，在功率级电路的输出端产生所述供电电压信号v1，以驱动所述压电负载cload1或cload2。

结合图12和图13说明实施例三的工作过程。其中vref为所述参考电压，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波，vgqp为开关管qp的驱动信号，vgqs为开关管qs的驱动信号，vgcs1为选择开关qcs1的驱动信号，vgcs2为选择开关qcs2的驱动信号，vload1为所述压电负载cload1两端的压差，vload2为压电负载cload2两端的压差。

对于单路压电负载cload1，

在t0时刻，vgcs1为高电平，选择开关qcs1导通。

t0-t4阶段，参考电压上升，所述功率变换器2正向工作；

在t0-t4阶段，所述开关管qp和所述开关管qs工作在pwm状态，所述功率变换器2工作在boost状态，在该阶段所述可充电电源通过功率级电路2对所述压电负载cload1充电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变大，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图13所示。

t4-t9阶段，参考电压下降，所述功率变换器2反向工作；

在t4-t9阶段，所述开关管qp和副边开关管qs工作在pwm状态，所述功率变换器2工作在buck状态，在该阶段所述压电负载cload1通过功率级电路2对所述可充电电源充电，即所述压电负载cload1放电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变小，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图13所示。

t0-t9为一个工作周期。重复t0-t9的工作过程，使得所述供电电压信号v1跟随参考电压vref，直至t12时刻，选择开关qcs1关断，该压电负载cload1不再接入电路。

对于单路压电负载cload2，

在t10-t13阶段，vgcs2为高电平，选择开关qcs2导通，压电负载cload2两端的压差vload2的工作波形和压电负载cload1驱动时压电负载cload1两端的压差vload1的工作波形相同，且选择开关qcs2导通时和选择开关qcs1导通时的工作过程相同，在此不进行赘述。

在t10-t12阶段，所述vgcs1和vgcs2均为高电平，故两个电压输出电路同时导通，以分别驱动压电负载cload1和cload2。

直至t13时刻，选择开关qcs1和选择开关qcs2关断，压电负载cload1和cload2不再接入电路，压电负载两端的压差vload1为0。

图14为本发明压电驱动电路实施例四的电路示意图，其与实施例二的不同之处在于：所述功率级电路2为双向zeta-sepic变换器。

所述双向zeta-sepic变换器包括电感l、开关管qp、电容c1和开关管qs，所述电感l和所述开关管qp串联连接在所述可充电电源的两端，所述电容c1的一端连接在所述电感l和所述开关管qp的公共端，其另一端为所述功率级电路2的输出高电位端，所述功率级电路2的输出低电位端为地电位，所述开关管qs连接所述功率级电路2的输出端，在所述需要驱动所述压边绕组cload1或cload2时，在功率级电路2的输出端产生所述供电电压信号v1，以驱动所述压电负载cload1或cload2。双向zeta-sepic变换器的输入电压可以大于等于或小于输出信号。

结合图14和图15说明实施例四的工作过程。其中vref为所述参考电压，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波，vgqp为开关管qp的驱动信号，vgqs为开关管qs的驱动信号，vgcs1为选择开关qcs1的驱动信号，vgcs2为选择开关qcs2的驱动信号，vload1为所述压电负载cload1两端的压差，vload2为压电负载cload2两端的压差。

对于单路压电负载cload1，

在t0时刻，vgcs1为高电平，选择开关qcs1导通。

t0-t4阶段，参考电压上升，所述功率变换器2正向工作；

在t0-t4阶段，所述开关管qp和所述开关管qs工作在pwm状态，在该阶段所述可充电电源通过功率级电路2对所述压电负载cload1充电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变大，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图15所示。

t4-t9阶段，参考电压下降，所述功率变换器2反向工作；

在t4-t9阶段，所述开关管qp和副边开关管qs工作在pwm状态，在该阶段所述压电负载cload1通过功率级电路2对所述可充电电源充电，即所述压电负载cload1放电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变小，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图15所示。

t0-t9为一个工作周期。重复t0-t9的工作过程，使得所述供电电压信号v1跟随参考电压vref，直至t12时刻，选择开关qcs1关断，该压电负载cload1不再接入电路。

对于单路压电负载cload2，

在t10-t13阶段，vgcs2为高电平，选择开关qcs2导通，压电负载cload2两端的压差vload2的工作波形和压电负载cload1驱动时压电负载cload1两端的压差vload1的工作波形相同，且选择开关qcs2导通时和选择开关qcs1导通时的工作过程相同，在此不进行赘述。

在t10-t12阶段，所述vgcs1和vgcs2均为高电平，故两个电压输出电路同时导通，以分别驱动压电负载cload1和cload2。

直至t13时刻，选择开关qcs1和选择开关qcs2关断，压电负载cload1和cload2不再接入电路，压电负载两端的压差vload1为0。

图16为本发明压电驱动电路实施例五的电路示意图，其与实施例二的不同之处在于：所述功率级电路2为双向半桥变换器。

所述双向半桥变换器包括变压器t、开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、电容c1、电容c2、电容c3和电容c4，所述变压器包括原边绕组lp和副边绕组ls，所述电容c1和电容c2串联在所述可充电电源的两端，所述开关管q1和开关管q2串联在所述可充电电源的两端，所述原边绕组lp的一端连接所述电容c1和电容c2的公共端，所述原边绕组lp的另一端连接所述开关管q1和开关管q2的公共端，所述电容c3和电容c4串联在所述功率级电路2的输出端，所述开关管q3和开关管q4串联在所述功率级电路2的输出端，所述副边绕组ls的一端连接所述电容c3和电容c4的公共端，所述副边绕组ls的另一端连接所述开关管q3和开关管q4的公共端。在所述需要驱动所述压边绕组cload1或cload2时，在功率级电路2的输出端产生所述供电电压信号v1，以驱动所述压电负载cload1或cload2。

结合图16和图17说明实施例五的工作过程。其中vref为所述参考电压，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波，vg1和vg3为开关管q1和开关管q3的驱动信号，vg2和vg4为开关管q2和开关管q4的驱动信号，vgcs1为选择开关qcs1的驱动信号，vgcs2为选择开关qcs2的驱动信号，vload1为所述压电负载cload1两端的压差，vload2为压电负载cload2两端的压差。开关管q1和开关管q3同时导通和关断，所述开关管q2和开关管q4同时导通和关断。

对于单路压电负载cload1，

在t0时刻，vgcs1为高电平，选择开关qcs1导通。

t0-t4阶段，参考电压上升，所述功率变换器2正向工作；

在t0-t4阶段，开关管q1、开关管q2、开关管q3和开关管q4工作在pwm状态，在该阶段所述可充电电源通过功率级电路2对所述压电负载cload1充电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变大，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图17所示。

t4-t9阶段，参考电压下降，所述功率变换器2反向工作；

在t4-t9阶段，开关管q1、开关管q2、开关管q3和开关管q4工作在pwm状态，在该阶段所述压电负载cload1通过功率级电路2对所述可充电电源充电，即所述压电负载cload1放电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变小，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图17所示。

t0-t9为一个工作周期。重复t0-t9的工作过程，使得所述供电电压信号v1跟随参考电压vref，直至t12时刻，选择开关qcs1关断，该压电负载cload1不再接入电路。

对于单路压电负载cload2，

在t10-t13阶段，vgcs2为高电平，选择开关qcs2导通，压电负载cload2两端的压差vload2的工作波形和压电负载cload1驱动时压电负载cload1两端的压差vload1的工作波形相同，且选择开关qcs2导通时和选择开关qcs1导通时的工作过程相同，在此不进行赘述。

在t10-t12阶段，所述vgcs1和vgcs2均为高电平，故两个电压输出电路同时导通，以分别驱动压电负载cload1和cload2。

直至t13时刻，选择开关qcs1和选择开关qcs2关断，压电负载cload1和cload2不再接入电路，压电负载两端的压差vload1为0。

图18为本发明压电驱动电路实施例六的电路示意图，其与实施例二的不同之处在于：所述功率级电路2为双向正激变换器。

所述双向正激变换器包括变压器t、开关管q1、开关管q2、开关管q3和二极管d，所述变压器包括原边绕组lp、副边绕组ls和复位绕组lf，所述原边绕组lp和开关管q1串联在所述可充电电源的两端，所述复位绕组lf和二极管d串联在所述可充电电源的两端，所述副边绕组ls和开关管q2串联在所述功率级电路2的输出端，所述开关管q3连接在所述功率级电路2的输出端，在所述需要驱动所述压边绕组cload1或cload2时，在功率级电路2的输出端产生所述供电电压信号v1，以驱动所述压电负载cload1或cload2。

结合图18和图19说明实施例五的工作过程。其中vref为所述参考电压，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波，vg1为开关管q1的驱动信号，vg2为开关管q2的驱动信号，vg3为开关管q3的驱动信号，vgcs1为选择开关qcs1的驱动信号，vgcs2为选择开关qcs2的驱动信号，vload1为所述压电负载cload1两端的压差，vload2为压电负载cload2两端的压差。

对于单路压电负载cload1，

在t0时刻，vgcs1为高电平，选择开关qcs1导通。

t0-t4阶段，参考电压上升，所述功率变换器2正向工作；

在t0-t4阶段，开关管q1、开关管q2和开关管q3工作在pwm状态，所述功率级电路工作在正激状态，在该阶段所述可充电电源通过功率级电路2对所述压电负载cload1充电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变大，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图19所示。

t4-t9阶段，参考电压下降，所述功率变换器2反向工作；

在t4-t9阶段，开关管q2工作在pwm状态，开关管q1和开关管q3不工作，即关断，所述功率级电路工作在反激状态，在该阶段所述压电负载cload1通过功率级电路2对所述可充电电源充电，即所述压电负载cload1放电，所述供电电压信号v1跟随该阶段的所述参考电压vref变小，以使得压电负载两端的压差vload1在该阶段如图19所示。

t0-t9为一个工作周期。重复t0-t9的工作过程，使得所述供电电压信号v1跟随参考电压vref，直至t12时刻，选择开关qcs1关断，该压电负载cload1不再接入电路。

对于单路压电负载cload2，

在t10-t13阶段，vgcs2为高电平，选择开关qcs2导通，压电负载cload2两端的压差vload2的工作波形和压电负载cload1驱动时压电负载cload1两端的压差vload1的工作波形相同，且选择开关qcs2导通时和选择开关qcs1导通时的工作过程相同，在此不进行赘述。

在t10-t12阶段，所述vgcs1和vgcs2均为高电平，故两个电压输出电路同时导通，以分别驱动压电负载cload1和cload2。

直至t13时刻，选择开关qcs1和选择开关qcs2关断，压电负载cload1和cload2不再接入电路，压电负载两端的压差vload1为0。

在其他的实施例中所述功率级电路2为双向buck-boost变换器、双向cuk变换器、双向推挽变换器和双向全桥变换器等双向变换器，本发明对此不进行限制。

本发明还提供了一种压电驱动方法，应用于压电驱动电路，所述压电驱动电路包括可充电电源和功率级电路，所述功率级电路耦接至所述可充电电源和所述压电负载之间，包括：

在一工作周期的第一工作区间，所述可充电电源利用所述功率级电路对所述压电负载进行充电，以使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；

在所述工作周期的第二工作区间，所述压电负载利用所述功率级电路对所述可充电电源进行充电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。

进一步的，控制所述功率级电路的工作状态，以使得在所述第一工作区间，所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述第二工作区间，所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。

优选地，在所述第一工作区间，控制所述功率级电路正向工作，以对所述压电负载进行充电。

优选地，在所述第二工作区间，控制所述功率级电路负向工作，以对所述压电负载进行放电。

进一步的，当所述参考电压增大时，所述功率级电路正向工作，当所述参考电压减小时，所述功率级电路反向工作。

进一步的，所述参考电压的第一区间为参考电压在一周期内的上升部分，所述参考电压的第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。优选地，所述参考电压的波形为数值大于零的正弦波。

虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。

依照本发明实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。