三段式电流互感器取电电路的制作方法

本发明涉及电流互感器取电技术领域，尤其涉及一种三段式电流互感器取电电路。

背景技术：

即电流互感器(ct，currenttransformer)通常用于测量交流电流的大小；但在架空电缆、井道电缆等不便于市电供电场合，普遍采用ct取电技术，其原理是利用套装在线缆上的电流互感器二次输出电流进行变换，通过电磁感应原理获得电能的技术。由于互感器电流范围非常大，且具有电流源的特征，传统的稳压电路无法适应，需要开发专用取电电路。

ct取电电路将ct取得的电能量转化为所需要的直流电压，一般包括电流互感器(用于获取能源)、整流电路、储能模块和稳压输出模块，电流互感器作为获取能量的元件套接线路中，当线路中有电流流过一次侧时，二次侧感应出电动势，经过外部整流后给储能模块充电，但随着储能模块被逐渐充满，二次侧电流将逐渐减小趋于零，此时电流互感器的铁芯将严重饱和，磁饱和使铁损增大，电流互感器和整流电路会发热，同时，随着充电电压的不断升高，储能模块和稳压输出模块也将无法承受。

为了解决上述技术问题，现有技术的解决方案如图1所示，在二次侧整流电路的输出端并接mos开关，当检测到充电电压高于基准电压时，将整流电路输出端通过mos开关(2)短路，较大的二次侧电流产生的磁通势对一次侧电流产生的磁通势起到去磁作用，铁芯不会产生磁饱和，避免空载铁芯发热，同时也停止对储能模块的充电。随着储能模块对外部放电，电压逐渐降低，当电压低于基准电压时，mos开关断开，ct开始对储能模块补充电能，储能模块因在设定的基准电压中反复，稳压输出模块能够输出稳定的直流电压。

然而，图1的电路结构仍存在如下技术缺陷：

1、mos开关短接时，桥式整流后需要使用二极管隔离，即图1中的二极管d2，防止后端电流的倒灌；这个防倒灌二极管增加了充电回路的压降，整个电路的压降至少为3个肖特基二极管(两个整流桥二极管和一个防倒灌二极管)，总压降至少为1v，以二次侧电流10a为例，功耗100w以上；

2、由于其mos开关并接在整流桥输出端，当开启过充保护，mos开关导通时，整流桥仍参与工作，整个电路的压降至少为2个肖特基二极管(两个整流桥二极管)和一个mos管的压降，总压降仍在1v左右，以二次侧电流10a为例，功耗100w左右；因此，不管充电状态还是过充保护状态，整流桥均参与工作且功耗较大，导致整流桥长时间发热，影响电路稳定性和使用寿命；

3、当线路出现短路等故障时，二次侧电流可达数百甚至上千安培，mos开关短路无法泄放如此大能量，电流互感器和整流电路将无法承受导致损坏。

故，针对现有技术的缺陷，实有必要提出一种技术方案以解决现有技术存在的技术问题。

技术实现要素：

有鉴于此，确有必要提供一种三段式电流互感器取电电路，通过巧妙的电路设计，不仅简化了电路结构同时极大降低了取电电路工作时的功耗，同时，当二次侧电流激增时，通过切断电流互感器供电连接，防止取电电路损坏。

为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：

一种三段式电流互感器取电电路，至少包括电流互感器、整流电路、电子开关、过压检测单元、预稳压单元和稳压输出单元，其中，

所述电流互感器的一次侧套接在线路中，其二次侧与整流电路相连接；

所述整流电路采用全桥整流，其包括上半桥和和下半桥，用于将交流输入转换成充电电压对预稳压单元进行充电；

所述稳压输出单元与预稳压单元相连接，用于将预稳压单元的输出转换为稳定的供电电压；

所述过压检测单元与所述电子开关相连接，用于当充电电压高于第一电压预设值时产生第一控制信号并以此控制所述电子开关的导通；

所述电子开关与和整流电路相连接，当获取第一控制信号时，所述电子开关导通使上半桥或下半桥短接形成新的电流回路进而使整流电路截止不输出充电电压，否则，所述电子开关处于截止状态。

作为进一步的改进方案，所述上半桥包括第一二极管d1和第二二极管d2，所述第一二极管d1的负端和第二二极管d2的负端相连接作为输出正端输出充电电压；所述下半桥包括第三二极管d3和第四二极管d4，所述第三二极管d3的正端和第四二极管d4的正端相连接作为输出负端；所述电子开关至少包括第一mos管q1和第二mos管q2；其中，所述第一mos管q1和第二mos管q2的漏极分别与电流互感器二次侧的第一ac端和第二ac端相连接，所述第一mos管q1和第二mos管q2的源极均与整流电路输出负端相连接作为地端；所述第一mos管q1的栅极和第二mos管q2的栅极相连接共同与过压检测单元的输出端相连接。

作为进一步的改进方案，所述第三二极管d3和第四二极管d4集成设置在第一mos管q1和第二mos管q2中。

作为进一步的改进方案，当充电电压低于第二电压预设值时，所述过压检测单元产生第二控制信号并以此控制所述电子开关的截止。

作为进一步的改进方案，还包括过流保护单元，所述过流保护单元用于检测回路电流并当回路电流大于第一电流预设值时切断回路连接。

作为进一步的改进方案，所述过流保护单元至少包括第十二电阻r12、继电器rl1和过流控制电路，其中，所述第十二电阻r12作为采样电阻串接在回路中，其一端与地端相连接，另一端与过流控制电路相连接，当所述第十二电阻r12两端的电压大于第三电压预设值时，所述过流控制电路产生第三控制信号；所述继电器rl1为常闭型继电器，其被控端串接在回路中；当第三控制信号产生时，所述继电器rl1的控制回路导通进而使被控回路断开。

作为进一步的改进方案，所述过流控制电路采用555定时电路实现。

作为进一步的改进方案，所述过压检测单元采用斯密特比较器实现。

作为进一步的改进方案，第一mos管q1和第二mos管q2采用低内阻mos管。

作为进一步的改进方案，所述稳压输出单元采用宽电压ldo芯片。

与现有技术相比较，本发明具有如下技术效果：

1、本发明采用两个mos对接交流输入，mos导通开启充电保护时，回路压降仅为两个mos压降，如果选用2毫欧内阻mos，以10a为例，功耗为0.2w，下降2个量级；

2、采用本发明电路结构，mos导通开启充电保护时，整流电路中一组半桥被短接，另一组半桥能够作为防倒灌二极管，从而无需另外设置防倒灌二极管，降低了充电回路的压降，进一步降低电路功耗；

3、本发明采用三段式工作模式，储能不足时，开启桥式整流充电；储能足够时，开启过充保护，双mos管短路停止充电；当回路电路过大时，切断继电器断开回路连接，从而能够全方位保护电路。

附图说明

图1为现有技术取电电路的原理框图。

图2为本发明三段式电流互感器取电电路的电路原理图。

如下具体实施例将结合上述附图进一步说明本发明。

具体实施方式

以下将结合附图对本发明提供的技术方案作进一步说明。

为了解决现有技术存在的技术问题，本发明提供一种三段式电流互感器取电电路，至少包括电流互感器、整流电路、电子开关、过压检测单元、预稳压单元和稳压输出单元，其中，

电流互感器的一次侧套接在线路中，其二次侧与整流电路相连接；

整流电路采用全桥整流，其包括上半桥和和下半桥，用于将交流输入转换成充电电压对预稳压单元进行充电；

稳压输出单元与预稳压单元相连接，用于将预稳压单元的输出转换为稳定的供电电压；

过压检测单元与电子开关相连接，用于当充电电压高于第一电压预设值时产生第一控制信号并以此控制电子开关的导通；

电子开关与和整流电路相连接，当获取第一控制信号时，电子开关导通使上半桥或下半桥短接形成新的电流回路进而使整流电路截止不输出充电电压，否则，所述电子开关处于截止状态。

上述技术方案中，正常充电时，电子开关截止，整流电路输出充电电压对预稳压单元进行充电，当充电达到预设电压时，控制电子开关导通使一组半桥的两个二极管同时被短接，这样电流互感器的二次侧交流输出通过电子开关形成新的回路，同时整流电路另外一组半桥截止，防止后端电流倒灌，从而无需另外设置防倒灌二极管，降低了充电回路的压降，进一步降低电路功耗。

参见图2，所示为本发明优选实施方式的原理框图，上半桥包括第一二极管d1和第二二极管d2，第一二极管d1的负端和第二二极管d2的负端相连接作为输出正端输出充电电压；下半桥包括第三二极管d3和第四二极管d4，第三二极管d3的正端和第四二极管d4的正端相连接作为输出负端；电子开关至少包括第一mos管q1和第二mos管q2；图2示出了采用mos管短接下半桥的电路结构，当然采用mos管短接上半桥同样可以实现本发明的构思。其中，第一mos管q1和第二mos管q2的漏极分别与电流互感器二次侧的第一ac端和第二ac端相连接，第一mos管q1和第二mos管q2的源极均与整流电路输出负端相连接作为地端；第一mos管q1的栅极和第二mos管q2的栅极相连接共同与过压检测单元的输出端相连接。具体电路连接如下：上半桥包括第一二极管d1和第二二极管d2，下半桥包括第三二极管d3和第四二极管d4，电子开关至少包括第一mos管q1和第二mos管q2；其中，电流互感器二次侧的一端与第二二极管d2的正端和第四二极管d4的负端相连接，电流互感器二次侧的另一端与第一二极管d1的正端和第三二极管d3的负端相连接；第二二极管d2的负端与第三二极管d3的负端相连接作为充电电压输出端；第三二极管d3的正端与第四二极管d4的正端相连接回接地端；第一mos管q1的源极和漏极并接在第三二极管d3的两端，第二mos管q2的源极和漏极并接在第四二极管d4的两端，第一mos管q1的栅极和第二mos管q2的栅极相连接共同与过压检测单元的输出端相连接。

上述电路结构中，当过压检测单元输出第一控制信号时，双mos管同时导通开启充电保护，此时，新的电流回路为第一ac端、第二mos管q2、第一mos管q1、第二ac端，也即整流电路中第三二极管d3和第四二极管d4同时被短接，而第一二极管d1和第二二极管d2均处于截止状态，可以防止后端电流倒灌。因此，采用本发明的电路结构，在整流桥的后端无需设置防倒灌二极管，能够进一步降低充电回路的压降，降低电路功耗。同时，回路压降仅为两个mos压降，在一种优选实施方式中，第一mos管q1和第二mos管q2采用低内阻mos管，第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和第四二极管d4采用肖特基二极管。比如选用2毫欧内阻mos，以10a为例，功耗为0.2w，下降2个量级，大大降低电路的功耗。

进一步的，由于mos管中本身内置了二极管结构，实际电路设计时，可以用两个mos管直接替代一组半桥，也即，第三二极管d3和第四二极管d4集成设置在第一mos管q1和第二mos管q2中，这样能够进一步简化电路设计。

在一种优选实施方式中，当充电电压低于第二电压预设值时，过压检测单元产生第二控制信号并以此控制电子开关的截止。比如，第一电压预设值为7v，第二电压预设值为5.5v，当充电电压高于7v时，开启充电保护模式停止充电；随着负载不断放电，当预稳压单元的供电电压低于5.5v时，退出充电保护模式，重新进入充电模式，对预稳压单元进行充电，直至充电电压超过7v，重新进入充电保护模式。整个电路工作过程中不断重复上述过程。

过压检测单元可以采用单片机等控制芯片实现，也可以采用比较器等逻辑控制器件实现。在一种优选实施方式中，过压检测单元采用斯密特比较器实现，能够方便的实现控制过程。斯密特比较器采用运放芯片op1，其外围电路包括tl431、第三电阻r3、第四电阻r4、第六电阻r6、第九电阻r9、第十电阻r10和第十一电阻r11，将运放芯片op1搭建为比较器电路，其反向输入端为tl431的基准电压，通常为2.5v，通过第三电阻r3、第六电阻r6和第十一电阻r11的电阻分压值设计第一电压预设值和第二电压预设值。档运放输出端输出高电平(第一控制信号)时，双mos管同时导通，当输出低电平(第二控制信号)时，双mos管同时截止。

在一种优选实施方式中，电流互感器的第一ac端和第二ac端还并接tvs二极管，即瞬变抑制二极管，用于防止雷电冲击电流和瞬时故障大电流时烧毁整个电路。

由于整流电路输出的直流电压会随电网电压和电流的波动、负载和温度的变化而变化，在一种优选实施方式中，稳压输出单元采用宽电压ldo芯片，这样能够在超宽的输入电压范围内保持稳定的输出，有利于进一步降低启动电流。

上述电路中，预稳压单元可以采用储能电池、超级电容或者普通电解电容实现，图2电路图中采用多个储能电容并接，构成rc充电电路；同时，设置了充电指示电路，当电路工作时，led指示灯点亮。

进一步的，本发明设计的取电电路还包括过流保护单元，过流保护单元用于检测回路电流并当回路电流大于第一电流预设值时切断回路连接。图2电路中，过流保护单元至少包括第十二电阻r12、继电器rl1和过流控制电路，其中，第十二电阻r12作为采样电阻串接在回路中，其一端与地端相连接，另一端与过流控制电路相连接，当第十二电阻r12两端的电压大于第三电压预设值时，过流控制电路产生第三控制信号；继电器rl1为常闭型继电器，其被控端串接在回路中，正常为闭合状态，使回路导通；当第三控制信号产生时，继电器rl1的控制回路导通产生磁力断开开关，进而使被控回路断开。

第一电流预设值由采样电阻r12设置，采样电阻r12通常为毫欧极电阻，比如0.01欧，当二次线路中流经10a电流时，r12两端的压降会随着电流值产生变化，过流控制电路通过检测r12两端的电压是否超过预设值来判断是否出现过流状况。

过流控制电路可以采用单片机等集成控制芯片实现，也可以采用逻辑控制电路实现。在一种优选实施方式中，过流控制电路采用555定时电路实现。ic2为555芯片，其外围电路包括：第三三极管q3组成的过流检测电路，第四三极管q4组成的继电器控制回路控制电路，当过流信号产生时，第三三极管q3截止，555芯片第二引脚产生触发信号，其第三引脚输出高电平，第四三极管q4导通，继电器控制回路开启，切断被控回路的连接；设置555芯片的定时时间，比如5秒后，555芯片停止输出控制信号，回路正常连接。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。