一种DC/DC变换器及通信电源的制作方法

本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种dc/dc变换器及通信电源。

背景技术：

目前，开关电源变换器，由于其效率高、体积小等优点，广泛应用于通信电源。随着用电负载容量的不断扩大，对电源模块的功率密度要求越来越高，但是目前开关电源变换器中磁性器件的体积占比比较大。

为了降低磁性器件所占的体积，可以提高其工作频率，例如将开关电源的工作频率从200khz提升到1m～10mhz。但是提高开关频率增加了开关噪声(裸噪增大20db+)，给前级滤波电路带来很大压力。因此如何降低开关电源的噪声，降低前级滤波电路的成本，成为目前研究的重要方向。

目前，开关电源面临的主要问题是共模干扰，可以使用共模电感来滤波。参见图1，该图为现有技术提供的抑制共模干扰的示意图。

图1中利用共模电感100对交流电源输出的共模电流进行抑制。

共模电感100对共模电流呈现高阻特性，可以对共模噪声进行衰减，因此可以达到较好的共模滤波效果。

但是，随着开关电源的功率增大，开关电源输入侧的电流也越来越大，这就要求共模电感具有足够大的通流能力。另外，还要增大共模电感的磁芯来防止磁芯饱和，磁芯体积随之增大，最终导致共模电感的体积非常大，不利于滤波电路的小型化，限制了开关电源的小型化。

技术实现要素：

为了解决以上的技术问题，本申请提供一种dc/dc变换器及通信电源，能够抑制共模噪声，而且利于开关电源的小型化。

本申请实施例提供一种dc/dc变换器，该dc/dc变换器为一种llc谐振dc/dc变换器，可以为全桥llc谐振dc/dc变换器，也可以为半桥llc谐振dc/dc变换器，工作原理是将输入的直流电转换为交流电，经过变压器传递给输出端的整流电路，整流电路整流为直流电再输出，由于经过了变压器隔离，因此，可以起到干扰信号隔离的作用，变压器的原边绕组的干扰信号不会传递到变压器的副边绕组。

dc/dc变换器包括：原边绕组、副边绕组、谐振电感、谐振电容和噪声抑制网络；所述原边绕组、所述谐振电感和所述谐振电容串联后连接在第一节点和第二节点；所述副边绕组连接在第三节点和第四节点；所述原边绕组和所述副边绕组形成变压器；所述噪声抑制网络连接在所述变压器的原边静点和副边静点之间；所述原边静点为所述dc/dc变换器输入端的直流稳定电位点，所述副边静点为所述dc/dc变换器输出端的直流稳定电位点；所述原边绕组的第一端相对于所述副边静点的第一寄生电容等于所述原边绕组的第二端相对于所述副边静点的第二寄生电容；所述噪声抑制网络，用于产生抑制电流，所述谐振电感和所述谐振电容产生的总噪声电流的方向与所述抑制电流的方向相反，抑制电流用于抑制总噪声电流，所述噪声抑制网络的电压随负载大小的变化而变化。

由于实际设计时，难以做到完全对称，因此第一寄生电容cad≠第二寄生电容cbd，因此变压器的原边绕组和副边绕组之间，形成共模噪声的通道。但是，可以通过增加平衡电容，使cad＝cbd，在变压器对称的基础上，做到共模噪声源信号的平衡，即可实现共模噪声抵消，同时变压器漏感产生的共模噪声在对称的变压器上也可以实现抵消。平衡电容可以在a点和d点之间添加，也可以在b点和d点之间添加，具体需要分析cad和cbd的大小关系，添加平衡电容后，使cad＝cbd即可。静点是指即相对于gnd，静点的直流电位是稳定的，静点在变压器的原边存在，也在变压器的副边存在。顾名思义，相对于静点而言，动点的电位是波动的。

该技术方案在dc/dc变换器中包括平衡电容的基础上，增加噪声抑制网络，该噪声抑制网络可以产生抑制电流，抑制电流的方向与谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流方向相反，因此可以抑制谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流，该噪声抑制网络的电流来源可以是额外增加的，也可以来源于dc/dc变换器内部的能量，噪声抑制网络连接在变压器的原边静点和副边静点之间，从而可以有效降低谐振电路在变压器原边绕组和副边绕组之间的寄生电容上形成的共模噪声。并且，该噪声抑制网络的电压随着负载大小的变化而变化，因此，可以适用于全负载范围的共模噪声抑制。由于负载变化时，电流会发生变化，由于电感(谐振电感lr和漏感lk)上的电压幅值与电流成比例关系，因此随着负载变化，lk和lr以及谐振电容cr上的电压幅值均会发生变化。本实施例提供的噪声抑制网络的电压随负载大小的变化而变化，因此可以实现全负载范围内的共模噪声抑制，从而不论负载的大小，噪声抑制网络可以根据负载的大小自动调节自身的输出，因此可以抵消全负载范围的共模噪声。

优选地，所述噪声抑制网络包括：信号源和阻抗网络；阻抗网络是为了调节信号源注入原边静点和副边静点之间的电压幅值的大小。所述信号源与所述阻抗网络串联后连接在所述原边静点和所述副边静点之间。

其中，信号源可以有多种实现方式，可以额外增加信号源，也可以直接从变换器中耦合能量形成信号源，例如从谐振电感上耦合能量，也可以从谐振电容上耦合能量。

例如，所述信号源从所述谐振电感上耦合能量；所述信号源的电压幅值与所述谐振电感的电压幅值成正比。即，谐振电感上的电压增大时，信号源的电压也增大。

具体地，从谐振电感上耦合能量，可以通过电感通过磁场来从谐振电感上耦合能量，即所述信号源包括抵消电感；所述抵消电感，用于从所述谐振电感上耦合能量，所述抵消电感与所述阻抗网络串联后连接在所述原边静点和所述副边静点之间。

具体实现时，为了绕制方便，节省磁芯，所述抵消电感与所述谐振电感共磁芯绕制。

从谐振电感上耦合能量，除了利用以上的抵消电感以外，还可以通过电容从谐振电感上耦合能量，即，所述信号源包括：第一电容耦合电路；所述第一电容耦合电路，用于从所述谐振电感耦合能量，所述第一电容耦合电路与所述阻抗网络串联后连接在所述原边静点和所述副边静点之间。

所述信号源从所述谐振电容上耦合能量；所述信号源的电压幅值与所述谐振电容的电压幅值成正比。即，谐振电容上的电压增大时，信号源的电压也增大。

以上介绍的是信号源通过从谐振电感上耦合能量，下面介绍信号源从谐振电容上耦合能量。从谐振电容上耦合能量，可以通过多种方式来实现，例如，可以通过电容耦合电路从谐振电容上耦合能量，也可以通过耦合变压器从谐振电容上耦合能量，下面分别介绍。

即，所述信号源包括：第二电容耦合电路；所述第二电容耦合电容，用于从所述谐振电容耦合能量，所述第二电容耦合电路和所述阻抗网络串联后连接所述原边静点和所述副边静点之间。

即，所述信号源包括：信号耦合变压器；所述信号耦合变压器的原边绕组，用于从所述谐振电容耦合能量，所述信号耦合变压器的副边绕组与所述阻抗网络串联后连接在所述原边静点和所述副边静点之间。

为了实现更好的降噪效果，所述谐振电感和所述谐振电容在寄生电容上产生的总噪声电流与所述抵消阻抗的电流之和为零；所述寄生电容为所述原边绕组和所述副边绕组之间的寄生电容。

即表达式如下：

vc/z1+vl/z2+v/z＝0；

其中，vc表示谐振电容两端的电压，vl表示谐振电感两端的电感，z1表示cad呈现的阻抗，z2表示cbd呈现的阻抗。

优选地，所述dc/dc变换器包括以下至少一种：全桥llc谐振dc/dc变换器和半桥llc谐振dc/dc变换器。

优选地，还包括：全波整流电路；所述副边绕组包括：第一副边绕组和第二副边绕组；所述第一副边绕组连接所述第三节点和第五节点之间，所述第二副边绕组连接所述第五节点和所述第四节点之间；所述第三节点和所述第四节点连接所述全波整流电路；所述全波整流电路的输出端为所述dc/dc变换器的输出端。

信号源从谐振电感上耦合能量，不需要额外增加信号源，简单易于实现，通过在谐振电感的磁芯上绕制一个抵消电感，从谐振电感上耦合能量即可，通过与抵消电感串联的阻抗网络z可以调节注入的信号的幅值大小，由于负载变化时，通过cr和lr的电流均会变化，因此，随着电流的变化，抵消电感耦合的电压的幅值也跟随变化，因此，该方案适用于全负载范围内的噪声抑制。

优选地，还包括：全桥整流电路；所述副边绕组为一个；所述第三节点和所述第四节点分别为所述全桥整流电路的输入端的正极和负极；所述全桥整流电路的输出端为所述dc/dc变换器的输出端。

另外，所述阻抗网络包括以下至少一项：电阻、电容和电感，即包括以上三项中至少一个或多个，例如阻抗网络包括以上的一项、两项、三项均可以。

本申请实施例还提供一种通信电源，包括以上介绍的dc/dc变换器，还包括：整流电路；所述整流电路的第一端用于连接交流电源；所述整流电路，用于将所述交流电源的交流电转换为直流电；所述整流电路的第二端用于连接所述dc/dc变换器的第一端；所述dc/dc变换器的第二端用于为负载供电；所述dc/dc变换器，用于将所述直流电进行转换后提供给所述负载。

负载可以为任何用电设备，具体可以根据负载的不同，dc/dc变换器200输出的电压不同，例如可以输出48v、12v、5v、3.3v等电压。

本申请实施例提供的通信电源，由于其中的dc/dc变换器中增加了噪声抑制网络，该噪声抑制网络可以产生抑制电流，抑制电流的方向与谐振电感和谐振电容的电流方向相反，因此可以抑制谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流，该噪声抑制网络的电流来源可以是额外增加的，也可以来源于dc/dc变换器内部的能量，噪声抑制网络连接在变压器的原边静点和副边静点之间，从而可以有效降低谐振电路在变压器原边绕组和副边绕组之间的寄生电容上形成的共模噪声。并且，该噪声抑制网络的电压随着负载大小的变化而变化，因此，可以适用于全负载范围的共模噪声抑制。因此，拥有该dc/dc变换器的通信电源可以实现较好的共模噪声抑制的效果，从而给负载提供更高质量的电源。

与现有技术相比，本申请实施例提供的技术方案具有以下优点：

该技术方案提供的dc/dc变换器为llc谐振dc/dc变换器，包括变压器和谐振电路，谐振电路与变压器的原边绕组串联，谐振电路包括串联的谐振电感和谐振电容，由于变压器存在漏感，因此，负载大小不同时，流过漏感的电流大小也不同，进而电流大小不同对于漏感的影响不同，当流过漏感的电感越大时，漏感作为噪声源的影响越大，因此不可忽略。因此，为了在全负载范围内均抑制共模噪声的影响，在变压器的原边绕组的第一端相对于副边静点的第一寄生电容等于原边绕组的第二端相对于副边静点的第二寄生电容的前提下，在dc/dc变换器中增加噪声抑制网络，该噪声抑制网络可以产生抑制电流，抑制电流的方向与谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流的方向相反，因此可以抑制谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流，该噪声抑制网络的电流来源可以是额外增加的，也可以来源于dc/dc变换器内部的能量，噪声抑制网络连接在变压器的原边静点和副边静点之间，从而可以有效降低谐振电路在变压器原边绕组和副边绕组之间的寄生电容上形成的共模噪声。并且，该噪声抑制网络的电压随着负载大小的变化而变化，因此，可以适用于全负载范围的共模噪声抑制。

附图说明

图1为现有技术提供的抑制共模干扰的示意图；

图2为本申请实施例提供的一种全桥llc谐振dc/dc变换器的示意图；

图3为本申请实施例提供的一种半桥llc谐振dc/dc变换器的示意图；

图4为本申请实施例提供的另一种半桥llc谐振dc/dc变换器的示意图；

图5为本申请实施例提供的另一种全桥llc谐振dc/dc变换器的示意图；

图6为本申请实施例提供的一种dc/dc变换器的示意图；

图7为本申请实施例提供的一种信号源从谐振电感耦合能量的dc/dc变换器的示意图；

图8为本申请实施例提供的另一种信号源从谐振电感耦合能量的dc/dc变换器的示意图；

图9a为本申请实施例提供的与图7和图8对应的小信号模型示意图；

图9b为本申请实施例提供的电容耦合电路从谐振电感耦合能量的示意图；

图10为本申请实施例提供的一种信号源从谐振电容耦合能量的dc/dc变换器的示意图；

图11a为本申请实施例提供的另一种信号源从谐振电容耦合能量的dc/dc变换器的示意图；

图11b为本申请实施例提供的信号耦合变压器从谐振电容耦合能量的示意图；

图12为本申请实施例提供的全桥llc谐振dc/dc变换器的等效示意图；

图13为本申请实施例提供的半桥llc谐振dc/dc变换器的等效示意图；

图14为本申请实施例提供的一种通信电源的示意图。

具体实施方式

为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面先介绍dc/dc变换器的工作原理。

本申请实施例中提供的dc/dc变换器为隔离式开关电源，以llc谐振dc/dc变换器为例进行介绍，按照变压器原边连接的电路拓扑来区分，可以为全桥llc谐振dc/dc变换器，也可以为半桥llc谐振dc/dc变换器。变压器的副边绕组连接的整流电路形式不限定。

如图2所示，为本申请实施例提供的一种全桥llc谐振dc/dc变换器的示意图。

llc谐振dc/dc变换器的工作原理是将输入的直流电转换为交流电，经过变压器传递给输出端的整流电路，整流电路整流为直流电再输出，由于经过了变压器隔离，因此，可以起到干扰信号隔离的作用，变压器的原边绕组的干扰信号不会传递到变压器的副边绕组。

图2中的变压器的原边绕组包括励磁绕组lm，另外将变压器的原边绕组和副边绕组的漏感lk也画在变压器的原边绕组的位置。

谐振电感lr和谐振电容cr与变压器的原边绕组相串联，形成llc谐振。

图2中以变压器的副边绕组连接全波整流电路为例进行说明。

变压器的原边绕组、lr和cr串联后连接第一节点和第二节点，如图所示，第一节点为全桥第一桥臂的中点v1n，第二节点为全桥第二桥臂的中点v2n。

变压器的副边绕组连接在第三节点c和第四节点e之间，对于dc/dc变换器输出端的整流电路为全波整流电路时，变压器的副边绕组还包括中心抽头，即d点为副边绕组的中心抽头的引出端。图2中d点和g点分别为dc/dc变换器的输出端的正极和负极，负极接地。

变压器的原边静点为dc/dc变换器的输入端的正极(m点)或负极(n)，变压器的副边静点为dc/dc变换器的输出端的正极(即d点)或地；

本申请实施例中的静点是指对于交流小信号为静点，即对于地电位gnd，静点的电位是直流稳定电位点，即相对于gnd，静点的直流电位是稳定的。顾名思义，相对于静点而言，动点的电位是波动的。例如对于变压器来说，c点和e点的电位是波动的，属于交流电位，因此c点和e点是变压器的副边动点，而a点和b点是变压器的原边动点。

以上介绍的是全桥llc谐振dc/dc变换器的结构，下面介绍两种半桥llc谐振dc/dc变换器的结构。

如图3所示，为本申请实施例提供的一种半桥llc谐振dc/dc变换器的示意图。

图3所示的半桥llc谐振dc/dc变换器，变压器的原边连接的变换电路只有一个桥臂，变压器的原边绕组的一端连接桥臂的中点v1n，变压器的原边绕组的另一端连接电容c1和c2的公共端v2n。

其他的连接关系与图2中的相同，在此不再赘述。

如图4所示，为本申请实施例提供的另一种半桥llc谐振dc/dc变换器的示意图。

图4所示的半桥llc谐振dc/dc变换器与图3的区别是，原边绕组的两端连接的均是同一个桥臂，原边绕组的一端连接桥臂中点v1n，原边绕组的另一端连接桥臂的另一个输出端v2n。

图3和图4分别为原边绕组连接的均是半桥llc谐振dc/dc变换器的两种拓扑形式，图4和图3的区别仅是v2n连接的位置有所区别。

如图5所示，为本申请实施例提供的另一种全桥llc谐振dc/dc变换器的示意图。

图2-图4中所示的副边绕组连接的整流电路均为全波整流电路，图5所示的整流电路为全桥整流电路。

副边绕组的第一端c点连接全桥整流电路的第一输入端，副边绕组的第二端e点连接全桥整流电路的第二输入端。全桥整流电路的输出端的正极为d点，全桥整流电路的输出端的负极为g点，即地。

d点和g点可以连接负载，即用电设备。

以上几种拓扑的dc/dc变换器，由于存在开关管、谐振电感、谐振电容和变压器漏感，这些均是产生共模噪声的来源，变压器在传递能量的过程中将该共模噪声从原边绕组传递到副边绕组，作为干扰的传递路径。

因此，本申请实施例提供的技术方案是在变压器的原边绕组的第一端相对于副边静点之间的第一寄生电容cad与原边绕组的第二端相对于副边绕组的静点之间的第二寄生电容cbd相等的前提下，即cad＝cbd时，变压器的原边绕组的两个动点a和b相分别对于副边绕组的静点d点对称，再通过增加信号源，来实现全负载范围内抵消dc/dc变换器中的共模干扰，下面结合附图进行详细介绍，需要说明的是，本申请所有实施例提供的技术方案均适用于图2-图5任意一个拓扑形式的dc/dc变换器。

dc/dc变换器实施例一：

参见图6，该图为本申请实施例提供的一种dc/dc变换器的示意图。

本实施例中，以dc/dc变换器为全桥llc谐振dc/dc变换器，且副边绕组连接的整流电路为全波整流电路为例进行介绍。

本实施例提供的dc/dc变换器，包括：原边绕组、副边绕组、谐振电感lr、谐振电容cr、噪声抑制网络；

为了便于分析其工作原理，以噪声抑制网络可以包括信号源v和阻抗网络z为例进行介绍；其中信号源v用来产生电压和电流信号，阻抗网络z用来匹配噪声抑制网络输出的抑制电流。

原边绕组、谐振电感lr和谐振电容cr串联后连接在第一节点v1n和第二节点v2n之间；

副边绕组连接在第三节点d和第四节点e之间；

原边绕组和副边绕组形成变压器；

信号源v连接在变压器的原边静点和副边静点之间；所述原边静点为所述dc/dc变换器输入端的直流稳定电位点，所述副边静点为所述dc/dc变换器输出端的直流稳定电位点，例如原边静点为dc/dc变换器的输入端正极m或负极n，副边静点为dc/dc变换器的输出端的正极d或地g；

所述原边绕组的第一端相对于所述副边静点的第一寄生电容等于所述原边绕组的第二端相对于所述副边静点的第二寄生电容；

所述噪声抑制网络，用于产生抑制电流，所述抑制电流的方向与所述谐振电感和所述谐振电容产生的总噪声电流的方向相反，用于抑制所述谐振电感和所述谐振电容产生的总噪声电流，所述噪声抑制网络的电压随负载大小的变化而变化。

图6中的信号源v是以连接在原边静点n和副边静点d为例进行的介绍。另外，信号源v也可以连接在原边静点m和副边静点g之间。

实际应用中，变压器的原边绕组和副边绕组之间存在寄生电容，为了方便介绍将寄生电容等效为图6中所示的所述原边绕组的第一端a点相对于所述副边静点d的第一寄生电容cad和原边绕组的第二端b点相对于副边静点d的第二寄生电容cbd，即将寄生电容等效在了变压器的原边绕组a点、b点与副边绕组的d点之间，实际中，可能寄生电容平均分布在原边绕组和副边绕组之间。

由于实际设计时，难以做到完全对称，因此第一寄生电容cad≠第二寄生电容cbd，因此变压器的原边绕组和副边绕组之间，形成共模噪声的通道。但是，可以通过增加平衡电容，使cad＝cbd，在变压器对称的基础上，做到共模噪声源信号的平衡，即可实现共模噪声抵消，同时变压器漏感产生的共模噪声在对称的变压器上也可以实现抵消。平衡电容可以在a点和d点之间添加，也可以在b点和d点之间添加，具体需要分析cad和cbd的大小关系，添加平衡电容后，使cad＝cbd即可。

llc谐振dc/dc变换器工作在谐振状态时，lk+lr的总噪声与cr的总噪声幅值相等，相位相反，vlr+vcr+vlk＝0；实际上，lk均匀分布在变压器中，且lk不可忽略，因此，lr与cr的噪声幅值不等，不能实现抵消，vlr+vcr≠0，并且，lk上的电流分量幅值随着负载的大小不同而变化，不是一个固定值，即负载大小会影响lk上的电流分量，从而影响vlr+vcr的幅值。当流过lk的电流越大时，lk在(lk+lr)中占比越大，lk作为噪声源的影响越不可以被忽略。

该技术方案在dc/dc变换器中包括平衡电容的基础上，增加噪声抑制网络，该噪声抑制网络可以产生抑制电流，抑制电流的方向与谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流方向相反，因此可以抑制谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流，该噪声抑制网络的电流来源可以是额外增加的，也可以来源于dc/dc变换器内部的能量，噪声抑制网络连接在变压器的原边静点和副边静点之间，从而可以有效降低谐振电路在变压器原边绕组和副边绕组之间的寄生电容上形成的共模噪声。并且，该噪声抑制网络的电压随着负载大小的变化而变化，因此，可以适用于全负载范围的共模噪声抑制。

由于负载变化时，电流会发生变化，由于电感(lr和lk)上的电压幅值与电流成比例关系，因此随着负载变化，lk和lr以及cr上的电压幅值均会发生变化。本实施例提供的噪声抑制网络的电压随负载大小的变化而变化，因此可以实现全负载范围内的共模噪声抑制，从而不论负载的大小，噪声抑制网络可以根据负载的大小自动调节自身的输出，因此可以抵消全负载范围的共模噪声。

下面介绍信号源从dc/dc变换器内部耦合能量的实现方式，可以从谐振电感上耦合能量，也可以从谐振电容上耦合能量，下面分别结合附图进行详细介绍。

dc/dc变换器实施例二：

本实施例中以信号源从谐振电感上耦合能量为例进行介绍。

参见图7，该图为本申请实施例提供的信号源从谐振电感耦合能量的dc/dc变换器的示意图。

本实施例提供的信号源包括阻抗网络z和抵消电感；如图所示，抵消电感上耦合的电感为v。

其中抵消电感可以是一个绕组，抵消电感从谐振电感lr上耦合能量，具体实现时，可以与lr绕制在同一个磁芯上，即与lr共磁芯。

抵消电感与阻抗网络z串联后连接在所述原边静点n和所述副边静点d之间。图7中是以信号源连接在n和d之间，另外，还可以如图8所示，信号源也可以连接在原边静点m和副边静点g之间。

其中，所述抵消电感的电压幅值v与所述谐振电感lr的电压幅值成正比。

阻抗网络z是为了调节信号源注入原边静点和副边静点之间的电压幅值的大小。

本实施例中不具体限定阻抗网络z的具体实现方式，阻抗网络z是一个二端口网络，与抵消电感串联即可。例如阻抗网络z可以至少包括以下任意一项：电阻、电感和电容。即可以为以上三者中的至少一个、两个，也可以为三个。例如z可以包括电感，也可以包括电感和电阻，也可以包括电容和电阻，也可包括电感和电容，也可以同时包括电感、电阻和电容。

图7中可以看出，抵消电感从lr上耦合的电压v与lr两端的电压反向，抵消电感的同名端连接原边静点m，抵消电感的异名端通过阻抗网络z连接副边静点g，即抵消电感的同名端靠近原边静点，抵消电感的异名端靠近副边静点。

图7中的lisn接地，表示电磁兼容(emc，electromagneticcompatibility)测试中的线路阻抗稳定网络(lisn，lineimpedancestabilizationnetwork)接地。

参见图9a，该图为与图7和图8对应的小信号模型示意图。

下面结合图9a所示的小信号模型进行分析，图9a所示的小信号模型将v1n和v2n短接在一起，不影响v的计算。

第一、由于v1n和v2n两点的信号幅值相等，相位相反，因此当cad＝cbd时，v1n和v2n产生噪声相互抵消。

第二、由于lk在变压器的内部均匀分布，且变压器两端的寄生电容平衡，即cad＝cbd时，则lk产生的噪声抵消。

第三、为了实现更好的降噪效果，谐振电感和谐振电容在寄生电容上产生的总噪声电流与抵消阻抗的电流之和为零；其中，寄生电容是指原边绕组和副边绕组之间的寄生电容，即表达式如下：

vc/z1+vl/z2+v/z＝0；

其中，vc表示谐振电容两端的电压，vl表示谐振电感两端的电感，z1表示cad呈现的阻抗，z2表示cbd呈现的阻抗。

由于抵消电感与谐振电感lr反向耦合，因此，v＝-n1vl。

其中，n1表示抵消电感与谐振电感lr的匝数比。

实际工作中，当dc/dc变换器工作在谐振频率点时，所述谐振电感的电压vl、所述谐振电容的电压vc与所述变压器漏感的电压vlk满足以下关系，vl+vlk-vc＝0。

需要说明的是，实际工作时，dc/dc变换器不一定完全工作在谐振频率点，近似工作在谐振频率点即可，例如vl+vlk-vc约等于0。

由于变压器的漏感lk与谐振电感lr串联，因此满足vc＝vl+vlk＝(1+n)vl。

其中，n＝vlk/vl。

又由于cad＝cbd，因此，z＝[n1/(n+2)]z1。

因此，利用以上公式，可以获得阻抗网络呈现的阻抗大小。

本实施例提供的技术方案，信号源从谐振电感上耦合能量，不需要额外增加信号源，简单易于实现，通过在谐振电感的磁芯上绕制一个抵消电感，从谐振电感上耦合能量即可，通过与抵消电感串联的阻抗网络z可以调节注入的信号的幅值大小，由于负载变化时，通过cr和lr的电流均会变化，因此，随着电流的变化，抵消电感耦合的电压的幅值也跟随变化，因此，该方案适用于全负载范围内的噪声抑制。

本实施例提供的技术方案相对于没有设置信号源进行抵消降噪时的对照表如下。

表1

分析表1的数据可知，利用本申请实施例提供的信号源进行抵消降噪时，滤波电路所占的电路板的面积降低至之前的近三分之一，即降低了2/3的面积，即本方案在抑制共模噪声的同时，降低了电路板的面积，而且效果显著，利于dc/dc变换器的小型化，而且有利于整个通信电源的小型化。

以上实施例是以通过抵消电感从谐振电感lr耦合能量，另外，还可以通过电容耦合电路来从谐振电感来耦合能量。

参见图9b，该图为本申请实施例提供的电容耦合电容从谐振电感耦合能量的示意图。

本实施例提供的dc/dc变换器，信号源可以包括：第一电容耦合电路z2；

所述第一电容耦合电路z2从所述谐振电感lr耦合能量，所述第一电容耦合电路z2与所述阻抗网络z串联后连接在所述原边静点n和所述副边静点d之间。另外，z2和z串联后也可以耦合在原边其他的静点和副边其他的静点之间，不局限与图9b所示的连接方式。

以上介绍的是从谐振点电感耦合能量，下面介绍从谐振电容耦合能量。

dc/dc变换器实施例三：

参见图10，该图为本申请实施例提供的一种信号源从谐振电容耦合能量的dc/dc变换器的示意图。

本实施例介绍信号源从所述谐振电容cr上耦合能量；所述信号源的电压幅值v与所述谐振电容cr的电压幅值成正比。

当信号源从谐振电容cr上耦合能量时，信号源可以包括：第二电容耦合电路z3；

第二电容耦合电路的z3从谐振电容cr耦合能量，具体地，第二电容耦合电路z3的两端分别连接cr的两端，z3和阻抗网络z串联后连接原边静点和所述副边静点之间。

图10中以z3和z串联后连接原边静点m和副边静点g为例，另外，z3和z串联后还可以如图11a所示连接原边静点n和副边静点d。参见图11a，该图为本申请实施例提供的另一种信号源从谐振电容耦合能量的dc/dc变换器的示意图。

下面分析具体的工作原理。

第一、由于v1n和v2n两点的信号幅值相等，相位相反，因此当cad＝cbd时，v1n和v2n产生噪声相互抵消。

第二、由于lk在变压器的内部均匀分布，且变压器两端的寄生电容平衡，即cad＝cbd时，则lk产生的噪声抵消。

第三、为了实现更好的降噪效果，谐振电感和谐振电容在寄生电容上产生的总噪声电流与抵消阻抗的电流之和为零；其中，寄生电容是指原边绕组和副边绕组之间的寄生电容，即表达式如下：

vc/z1+vl/z2+v/z＝0；

其中，vc表示谐振电容两端的电压，vl表示谐振电感两端的电感，z1表示cad呈现的阻抗，z2表示cbd呈现的阻抗。

由于抵消阻抗与谐振电容cr反向耦合，因此，v＝-n2vc。

其中，n2表示抵消阻抗的耦合电压与cr两端电压的比值。

实际工作中，当dc/dc变换器工作在谐振频率点时，vl+vlk-vc＝0。

由于变压器的漏感lk与谐振电感lr串联，因此满足vc＝vl+vlk＝(1+n)vl。

其中，n＝vlk/vl。

又由于cad＝cbd，因此，z＝[n2(n+1)/(n+2)]z1。

从以上公式可以获得阻抗网络的呈现的阻抗大小。

以上介绍的实现方式，是通过电容耦合电容从谐振电容上耦合能量，另外也可以通过变压器从谐振电容上耦合能量，具体参见图11b，该图为本申请实施例提供的信号耦合变压器从谐振电容耦合能量的示意图。

所述信号源包括：信号耦合变压器t；

所述信号耦合变压器t的原边绕组从所述谐振电容cr耦合能量，所述信号耦合变压器t的副边绕组与所述阻抗网络z串联后连接在所述原边静点和所述副边静点之间。

图11b中以t的副边绕组与阻抗网络z串联后连接在原边静点m和副边静点d为例，还可以连接在其他静点，在此不再赘述。

本实施例提供的技术方案，信号源从谐振电容上耦合能量，不需要额外增加信号源，简单易于实现，通过在谐振电容的两端并联一个抵消阻抗，从谐振电容上耦合能量即可，通过与抵消阻抗串联的阻抗网络z可以调节注入的信号的幅值大小，由于负载变化时，通过cr和lr的电流均会变化，因此，随着电流的变化，抵消阻抗耦合的电压的幅值也跟随变化，因此，该方案适用于全负载范围内的噪声抑制。

以上是以变压器的副边绕组连接全波整流电路为例介绍的工作原理，当变压器的副边绕组连接全桥整流电路时，变压器的原边绕组与副边绕组之间的寄生电容的等效形式如图12和图13所示，其中图12为变压器的原边绕组连接的是全桥llc谐振电路，图13为变压器的原边绕组连接的是半桥llc谐振电路。

图12和图13中的寄生电容均包括两个，分别为cac和cbc，即寄生电容cac在原边绕组的第一端和副边绕组的第一端之间，寄生电容cbc在原边绕组的第二端和副边绕组的第一端之间。

与图6类似，对于图12和图13所示的拓扑，变压器对称的前提是，原边绕组的第一端相对于副边绕组的静点的第一寄生电容等于原边绕组的第二端对于副边绕组的静点的第二寄生电容，即cac＝cbc。可以通过增加平衡电容来实现cac＝cbc，即a与c之间，或者b与c之间增加平衡电容。在cac＝cbc的基础上，本申请实施例通过增加包括平衡电容的基础上，增加噪声抑制网络，该噪声抑制网络可以产生抑制电流，抑制电流的方向与谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流方向相反，因此可以抑制谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流，该噪声抑制网络的电流来源可以是额外增加的，也可以来源于dc/dc变换器内部的能量，噪声抑制网络连接在变压器的原边静点和副边静点之间，从而可以有效降低谐振电路在变压器原边绕组和副边绕组之间的寄生电容上形成的共模噪声。并且，该噪声抑制网络的电压随着负载大小的变化而变化，因此，可以适用于全负载范围的共模噪声抑制。

以上各个实施例的技术方案，如果不是并列的实现方式，可以交互使用，不做具体限定。

通信电源实施例

基于以上实施例提供的一种dc/dc变换器，本申请实施例还提供一种通信电源，下面结合附图进行详细介绍。

参见图14，该图为本申请实施例提供的一种通信电源示意图。

本实施例提供的通信电源包括以上任意一个实施例介绍的dc/dc变换器200，还包括：整流电路300；

所述整流电路300的第一端用于连接交流电源ac，所述整流电路300，用于将所述交流电源ac的交流电转换为直流电；

所述整流电路300的第二端用于连接所述dc/dc变换器200的第一端；所述dc/dc变换器200的第二端用于为负载供电；

所述dc/dc变换器200，用于将所述直流电进行转换后提供给所述负载。

负载可以为任何用电设备，具体可以根据负载的不同，dc/dc变换器200输出的电压不同，例如可以输出48v、12v、5v、3.3v等电压。

本申请实施例提供的通信电源，由于其中的dc/dc变换器中增加了噪声抑制网络，该噪声抑制网络可以产生抑制电流，抑制电流的方向与谐振电感和谐振电容的电流方向相反，因此可以抑制谐振电感和谐振电容产生的总噪声电流，该噪声抑制网络的电流来源可以是额外增加的，也可以来源于dc/dc变换器内部的能量，噪声抑制网络连接在变压器的原边静点和副边静点之间，从而可以有效降低谐振电路在变压器原边绕组和副边绕组之间的寄生电容上形成的共模噪声。并且，该噪声抑制网络的电压随着负载大小的变化而变化，因此，可以适用于全负载范围的共模噪声抑制。因此，拥有该dc/dc变换器的通信电源可以实现较好的共模噪声抑制的效果，从而给负载提供更高质量的电源。

应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“a和/或b”可以表示：只存在a，只存在b以及同时存在a和b三种情况，其中a，b可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。

以上所述，仅是本申请的较佳实施例而已，并非对本申请作任何形式上的限制。虽然本申请已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本申请。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本申请技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本申请技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本申请技术方案的内容，依据本申请的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本申请技术方案保护的范围内。