适用于无线供电系统的双边LCC补偿网络参数设计方法与流程

适用于无线供电系统的双边lcc补偿网络参数设计方法
技术领域：
1.本发明涉及一种适用于无线供电系统的双边lcc补偿网络参数设计方法，属于电能变换领域，可应用于agv小车、新能源汽车等车用无线充电器的补偿网络设计。


背景技术：
：
2.无线供电(wireless power transfer，简称wpt)又称磁耦合谐振式充电、非接触式充电，主要利用电磁感应原理，由发射端将电能传输至接收端，其中没有任何物理连接。这种方式相比于接触式电能传输，其使用更安全便捷、无机械磨损、无电火花和触电危险，可适用多种恶劣环境和天气，在医疗、家用电器、电动汽车及矿井油田作业等场合具有良好的应用前景。其中感应式无线电能传输技术(inductive power transfer,ipt)相对成熟，功率适应范围宽，是目前研究应用最多的一种无线供电技术。
3.ipt变换器中，非接触变压器耦合系数较低，需要加入补偿网络，补偿漏感和励磁电感，减小电路的无功负荷，实现电能高效传输。常见的补偿网络包括四种基本补偿网络(串/串、串/并、并/串、并/并补偿网络)以及原边lcl补偿及其衍生的多种补偿网络(包括lcl/s、lcl/p、双边lcl补偿网络及双边lcc补偿网络等)。其中双边lcc补偿网络具有不容易失谐、变换器效率对错位偏移不敏感，可在较宽的耦合系数下实现能量的高效传输等突出优点，成为agv小车、新能源汽车等车用无线充电器优选的补偿网络。美国汽车工程师协会(sae)j2954
tm
工作组给出的电动汽车无线充电国际标准中，也选用双边lcc补偿网络作为推荐使用的补偿结构。
4.目前，在agv小车、新能源汽车等可充电设备中最常见的负载是电池，而不同的产品其电池规格各不相同，这就需要含有双边lcc补偿网络的无线供电系统具有产品兼容性，能够适应不同的电池规格。同时，由于双边lcc补偿网络的补偿参数较多，在谐振条件下仍然具备两个参数设计自由度。为了方便设计，目前绝大多数已给出的设计思想均基于对称式参数设计方式，即满足基本谐振方程且l
f1
＝l
f2
。针对剩余的一个设计自由度，有研究利用阻抗匹配，在原副边串联补偿电感相等条件下，对副边lcc补偿网络进行参数设计；有研究以输入零相角(zpa)为目标进行双边lcc参数设计，实现了频率变化最小的恒流恒压切换；也有研究以原边逆变器开关管实现软开关(zvs)为目标，对双边lcc补偿网络进行参数设计。但以上做法均会造成自由度的损失，没有对双边lcc补偿网络高自由度的特点加以利用，让其在较大输出电压变化范围内效率稳定。文献“analytical investigation on asymmetric lcc compensation circuit for trade
‑
off between high efficiency and power”虽然也采用l
f1
≠l
f2
的一种参数设计方法，但此文中原边补偿电感提前给定，没有设计自由，而且整个设计过程不考虑变压器及补偿元件内阻，设计精度偏低。
5.目前尚无一种可适用于agv小车、新能源汽车等可充电设备的含有非对称双边。补偿网络的无线供电系统，该系统既能够充分利用该补偿网络的高自由度，有利于系统效率在电压增益变化的过程中一直保持较高水平，还能在系统直流电压到负载端电压的比例灵活可调的情况下，尽可能保证较多的补偿元件参数不变，而且补偿元件电压电流应力尽量
较小，使系统轻量化、低成本，能够适应不同的电池规格，这些都是目前设计难点。


技术实现要素：
：
6.为解决现有技术中存在的问题，本发明提出一种适用于无线供电系统的双边lcc补偿网络参数设计方法，在保证系统高效率的前提下，保持系统频率和原边(或副边)补偿网络参数不变，实现系统电压增益可调。
7.本发明的技术方案如下：
8.一种适用于无线供电系统的双边lcc补偿网络参数设计方法，所述无线供电系统包括直流电源、高频逆变电路、谐振变换单元、整流滤波电路以及负载r
l
；其中，谐振变换单元包括原边lcc补偿网络、原边线圈l
p
、副边lcc补偿网络和副边线圈l
s
，所述原边lcc补偿网络包括原边串联补偿电感l
f1
、原边并联补偿电容c
f1
以及原边串联补偿电容c1；所述副边lcc补偿网络包括副边串联补偿电感l
f2
、副边并联补偿电容c
f2
以及副边串联补偿电容c2；所述原边线圈与副边线圈通过互感m耦合；
9.所述原边线圈与副边线圈在工作角频率ω0下均流过恒定电流，谐振变换单元效率最优时的参数设计方法如下：
10.当输入电压一定，输出电压变化时，l
f1
与l
f2
满足式(1)；
11.当输出电压一定，输入电压变化时，l
f1
与l
f2
满足式(2)；
[0012][0013][0014]
基于式(1)或式(2)，双边lcc补偿网络中c
f1
、c
f2
、c1和c2的进一步设计满足式(3)：
[0015][0016]
式中，r
x
为原边谐振变换单元附加阻值；r
y
为副边谐振变换单元附加阻值；u
ab
为逆变输出侧基波等效电压有效值，u
ab
为整流输入侧基波等效电压有效值；p为恒定功率；k为原边线圈l
p
和副边线圈l
s
之间的耦合系数。
[0017]
优选地，当考虑原、副边线圈的绕组附加阻值，式(1)中的r
x
＝r
p
，r
y
＝r
s
；其中，r
p
为初级线圈附加阻值，r
s
为次级线圈附加阻值。
[0018]
优选地，当考虑原、副边线圈的绕组附加阻值及原、副边串联电容esr，式(1)中r
x
＝r
p
+r
c1
，r
y
＝r
s
+r
c2
；其中，r
c1
为原边串联补偿电容esr；r
c2
为副边串联补偿电容esr。
[0019]
优选地，当考虑原、副边线圈的绕组附加阻值及原、副边串联和并联电容esr，式(1)中r
x
＝r
p
+r
c1
+r
cf1
，r
y
＝r
s
+r
c2
+r
cf2
；其中，r
cf1
为原边并联补偿电容esr；r
cf2
为副边并联补偿电容esr。
[0020]
优选地，当考虑谐振变换单元内所有元件的附加阻值，式(1)中r
x
＝r
p
+r
c1
+r
cf1
，r
y
＝r
s
+r
c2
+r
cf2
；其中，r
lf1
为原边串联补偿电感附加阻值；r
lf2
为副边串联补偿电感附加阻值。
[0021]
优选地，该方法通过电容投切进行参数变换来调整电压增益，具体如下：
[0022]
在恒定功率下，当输入电压一定，输出电压变化时，原边lcc补偿网络参数不变，副边lcc补偿网络中c
f2
和c2为可投切电容组；
[0023]
当输出电压一定，输入电压变化时，副边lcc补偿网络参数不变，原边lcc补偿网络中c
f1
和c1为可投切电容组。
[0024]
优选地，所述谐振变换单元效率最优为忽略谐振变换单元铁损且谐振变换单元铜损最低时的效率。
[0025]
优选地，所述原边串联补偿电感l
f1
、原边串联补偿电容c1与原边线圈l
p
依次串联，原边并联补偿电容c
f1
并联在c1与l
p
构成的串联支路两端；所述副边线圈l
s
、副边串联补偿电容c2与副边串联补偿电感l
f2
依次串联，副边并联补偿电容c
f2
并联在c2与l
s
构成的串联支路两端。
[0026]
本发明相比于现有技术具有如下有益效果：
[0027]
本发明提出一种适用于无线供电系统的双边lcc补偿网络参数设计方法，该无线供电系统在不需要调整系统频率和原边(或副边)补偿网络参数的条件下，就可以实现电压增益可调，有利于系统输出适应不同电池规格，适用于agv小车、新能源汽车等可充电设备，符合sae标准。
[0028]
本发明的参数设计方法利用双边lcc补偿网络参数设计自由度高的特点，以谐振变换单元(包括双边lcc补偿网络以及非接触变压器)效率最优为目标完成参数设计。
[0029]
本发明的参数设计方法使无线供电系统能量传输效率高，在输入电压一定，输出电压低的情况下，对原边串联补偿电容的电压电流应力具有较好的改善作用；在输出电压一定，输入电压低的情况下，对副边串联补偿电容的电压电流应力具有较好的改善作用。上述特点有利于运用该设计方法所成产品实现轻量化并降低成本，整体更加安全、经济。
附图说明：
[0030]
图1为实施例中含有双边lcc补偿网络的无线供电系统结构示意图；
[0031]
图2为实施例中含有双边lcc补偿网络的谐振变换单元效率等效电路示意图；
[0032]
图3为实施例中全桥双边lcc非接触谐振变换器示意图；
[0033]
图4为实施例中非对称双边lcc参数设计流程示意图；
[0034]
图5为实施例中逆变输出电压和电流波形、整流输入电压和电流波形以及非接触变压器原副边线圈上电流波形示意图；
[0035]
图6为实施例中非对称参数设计功率分析仪实测结果示意图；
[0036]
图7为实施例中两种参数设计方法下系统效率随输出电压变化对比曲线示意图；
[0037]
图8为实施例中两种参数设计方法下原边串联补偿电容电压电流应力变化曲线示意图；
[0038]
其中，1
‑
直流电源；2
‑
高频逆变器；3
‑
原边补偿网络；4
‑
初级线圈；5
‑
次级线圈；6
‑
副边补偿网络；7
‑
整流滤波网络；8
‑
负载；
[0039]
l
f1
‑
原边串联补偿电感；c
f1
‑
原边并联补偿电容；c1‑
原边串联补偿电容；l
p
‑
初级线圈；l
s
‑
次级线圈；c2‑
副边串联补偿电容；c
f2
‑
副边并联补偿电容；l
f2
‑
副边串联补偿电感；r
l
‑
负载电阻；u
i
‑
直流电源；
‑
逆变输出侧基波等效电压；
‑
整流输入侧基波等效电压；u
o
‑
输出电压；u
ab
‑
逆变输出侧基波等效电压有效值；u
ab
‑
整流输入侧基波等效电压有效值；
‑
逆变输出侧基波等效电流；
‑
流经l
p
的基波等效电流；
‑
流经l
s
的基波等效电流；
‑
整流输入侧基波等效电流；i
lf1
‑
逆变输出侧基波等效电流有效值；i
lf2
‑
整流输入侧基波等效电流有效值；r
e
‑
整流滤波电路等效负载电阻；u
c1m
‑
原边串联补偿电容电压幅值；i
c1
‑
原边串联补偿电容电流有效值。
具体实施方式：
[0040]
本发明提出一种适用于无线供电系统的双边lcc补偿网络参数设计方法，如图1所示，本发明可以在保证系统高效率的前提下，保持系统谐振频率和原边(或副边)补偿网络参数不变，实现系统电压增益可调，该方法有利于系统输出适应不同电池规格，降低应用成本，使整体更加安全、经济。
[0041]
为凸显本发明的设计重点，取其中的ac/ac谐振变换单元为本发明的研究对象。为提高如图3所示的非接触变换器的效率，一般设计变换器工作在谐振频率点附近，谐振电感电流近似正弦，则可以采用基波近似分析法，将谐振网络中的变量都用其基波分量替代。谐振变换单元效率等效电路如图2所示，当整流桥连续导通时，其桥臂中点的电压和电流始终同相，故图中电阻r
e
为整流滤波电路等效负载电阻，满足其中高频逆变电路的可选电路很多，包括推挽、半桥、全桥电路等，整流滤波电路的可选电路也很多，包括桥式整流、全波整流、半波整流、倍流整流、倍压整流等。
[0042]
双边lcc补偿网络在原有双边lcl补偿网络基础上增加了两个串联补偿电容，使得电路整体结构对失谐更不敏感，器件应力更低，对耦合系数的不敏感，且参数设计自由度高，有较大的实际意义。不过目前常见的双边lcc补偿网络参数设计方法均采用传统对称式参数设计，即使原副边串联补偿电感、并联电容相等，但这样做会造成自由度的损失，没有对双边lcc补偿网络高自由度的特点加以利用，让其在较大输出电压变化范围内效率较为稳定；而且对称式参数设计会增大串联补偿电容的电压应力，不利于系统的轻量化。为解决上述问题，本发明将效率作为优化目标，充分利用双边lcc补偿网络的自由度，通过非对称双边lcc补偿网络参数设计方法，找到使得谐振变换单元效率最优的一组具体参数。本发明中非对称的参数设计方法指原边lcc补偿网络的补偿参数和副边lcc补偿网络补偿参数不同。此种方法可以在尽可能少的改变补偿参数的基础上实现系统电压增益的自由调节，而且可以降低补偿元件的电压应力。为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文将结合附图对本发明的实施例进行详细说明。
[0043]
实施例一：
[0044]
适用于无线供电系统的双边lcc补偿网络参数设计方法，如图1所示，该无线供电
系统包括直流电源1、高频逆变电路2、原边lcc补偿网络3、非接触变压器、副边lcc补偿网络6、整流滤波电路7以及负载电阻r
l
8；其中，非接触变压器含有原边线圈l
p
4和副边线圈l
s
5；原边lcc补偿网络3、非接触变压器以及副边lcc补偿网络6构成谐振变换单元。
[0045]
原边lcc补偿网络3包括原边串联补偿电感l
f1
、原边并联补偿电容c
f1
以及原边串联补偿电容c1，原边串联补偿电感l
f1
、原边串联补偿电容c1与原边线圈l
p
依次串联，原边并联补偿电容c
f1
并联在c1与l
p
构成的串联支路两端；
[0046]
副边lcc补偿网络6包括副边串联补偿电感l
f2
、副边并联补偿电容c
f2
以及副边串联补偿电容c2，副边线圈l
s
、副边串联补偿电容c2与副边串联补偿电感l
f2
依次串联，副边并联补偿电容c
f2
并联在c2与l
s
构成的串联支路两端。
[0047]
原边线圈4与副边线圈5通过互感m耦合；原边线圈4与副边线圈5在工作角频率ω0下均流过恒定电流；原边线圈l
p
与副边线圈l
s
可根据实际需求提前设计。该系统直流输入电压到负载端输出电压的比例灵活可调；采用非对称双边lcc参数设计方法，谐振变换单元效率最优；上述系统在输入电压一定，输出电压低的情况下，对原边串联补偿电容的电压电流应力具有较好的改善作用；在输出电压一定，输入电压低的情况下，对副边串联补偿电容的电压电流应力具有较好的改善作用。
[0048]
为保证谐振变换单元效率最优的参数设计方法如下：
[0049]
当输入电压一定，输出电压变化时，l
f1
与l
f2
满足式(1)；
[0050]
当输出电压一定，输入电压变化时，l
f1
与l
f2
满足式(2)；
[0051][0052][0053]
基于式(1)或式(2)，双边lcc补偿网络中c
f1
、c
f2
、c1和c2的进一步设计满足式(3)：
[0054][0055]
式中，r
x
为原边谐振变换单元附加阻值；r
y
为副边谐振变换单元附加阻值；u
ab
为逆变输出侧基波等效电压有效值，u
ab
为整流输入侧基波等效电压有效值；p为恒定功率；k为原边线圈l
p
和副边线圈l
s
之间的耦合系数，即非接触变压器的耦合系数。
[0056]
工作原理为：
[0057]
能量首先由直流电源输入至高频逆变电路(或由电网输入的工频交流电经整流输入至高频逆变电路)，高频逆变电路可将直流电转换为高频交流电输出，随后经过原边lcc
补偿网络提供给原边线圈，电能通过非接触变压器原副边之间的磁场耦合传递到副边，通过在副边线圈后端引入lcc补偿网络，利用谐振模式补偿漏感和励磁电感，减小电路的无功负荷，实现电能的高效传输。电能经副边lcc补偿网络后流入整流滤波电路，最后输出直流电为负载电阻r
l
供电。
[0058]
为了便于分析，本发明采用基波近似简化系统，且认为除谐振变换单元(包括原副边谐振补偿网络、非接触变压器)外的其他元器件均为理想元件。谐振变换单元效率等效电路如图2所示，图中u
ab
为逆变输出电压的基波分量有效值，u
ab
为整流输入电压的基波分量有效值，r
e
为整流滤波电路等效负载电阻，满足
[0059]
实施例二：
[0060]
本实施例的进一步设计在于：当原边lcc所有补偿元件附加阻值(r
lf1
、r
cf1
、r
c1
)均不超过原边线圈绕组附加阻值r
p
的5％，且副边lcc所有补偿元件附加阻值(r
lf2
、r
cf2
、r
c2
)均不超过副边线圈绕组附加阻值r
s
的5％时，补偿元件附加阻值产生的铜损较小，对于谐振变换单元效率影响不大，故可以忽略。另外，根据实际系统对精度需求的不同，百分比可以进行适当调整。此时非对称参数设计考虑原、副边线圈的绕组附加阻值，式(1)中的r
x
＝r
p
，r
y
＝r
s
；其中，r
p
为初级线圈附加阻值，r
s
为次级线圈附加阻值。
[0061]
上述谐振变换单元效率最优为忽略谐振变换单元铁损时，谐振变换单元网损最低时的效率。
[0062]
实施例三：
[0063]
本实施例的进一步设计在于：当原边lcc中补偿电感附加阻值与并联补偿电容的esr(r
lf1
、r
cf1
)不超过原边线圈绕组附加阻值r
p
的5％，且副边lcc中补偿电感附加阻值与并联补偿电容的esr(r
lf2
、r
cf2
)不超过副边线圈绕组附加阻值r
s
的5％时，这四个补偿元件附加阻值产生的铜损较小，对于谐振变换单元效率影响不大，故可以忽略。另外，根据实际系统对精度需求的不同，百分比可以进行适当调整。此时非对称参数设计考虑原、副边线圈的绕组附加阻值及原、副边串联电容esr，式(1)中r
x
＝r
p
+r
c1
，r
y
＝r
s
+r
c2
；其中，r
c1
为原边串联补偿电容esr；r
c2
为副边串联补偿电容esr。
[0064]
实施例四：
[0065]
本实施例的进一步设计在于：当原边lcc中补偿电感附加阻值r
lf1
不超过原边线圈绕组附加阻值r
p
的5％，且副边lcc中补偿电感附加阻值r
lf2
不超过副边线圈绕组附加阻值r
s
的5％时，这两个补偿元件附加阻值产生的铜损较小，对于谐振变换单元效率影响不大，故可以忽略。另外，根据实际系统对精度需求的不同，百分比可以进行适当调整。此时非对称参数设计考虑原、副边线圈的绕组附加阻值及原、副边串联和并联电容esr，式(1)中r
x
＝r
p
+r
c1
+r
cf1
，r
y
＝r
s
+r
c2
+r
cf2
；其中，r
cf1
为原边并联补偿电容esr；r
cf2
为副边并联补偿电容esr。
[0066]
实施例五：
[0067]
本实施例的进一步设计在于：当原边lcc所有补偿元件附加阻值(r
lf1
、r
cf1
、r
c1
)均超过原边线圈绕组附加阻值r
p
的5％，且副边lcc所有补偿元件附加阻值(r
lf2
、r
cf2
、r
c2
)均超过副边线圈绕组附加阻值r
s
的5％时，补偿元件附加阻值产生的铜损对谐振变换单元效率的影响不可忽略。另外，根据实际系统对精度需求的不同，百分比可以进行适当调整。此时非对称参数设计考虑谐振变换单元内所有元件的附加阻值，式(1)中r
x
＝r
p
+r
c1
+r
cf1
，r
y
＝r
s
+r
c2
+r
cf2
；其中，r
lf1
为原边串联补偿电感附加阻值；r
lf2
为副边串联补偿电感附加阻值。其中，谐振变换单元内所有元件的附加阻值包括原、副边线圈的绕组附加阻值、原、副边串联和并联补偿电容esr、原、副边串联补偿电感附加阻值。
[0068]
实施例六：
[0069]
本实施例的进一步设计在于：该方法通过电容投切进行参数变换来调整电压增益，具体如下：
[0070]
在恒定功率下，当输入电压一定，输出电压变化时，原边lcc补偿网络参数不变，副边lcc补偿网络中c
f2
和c2为可投切电容组；
[0071]
当输出电压一定，输入电压变化时，副边lcc补偿网络参数不变，原边lcc补偿网络中c
f1
和c1为可投切电容组。
[0072]
应用实施例一：
[0073]
本例采用本发明的参数设计方法以效率作为优化目标，对谐振变换单元进行损耗分析，找到使得谐振变换单元效率最优的含有非对称双边lcc补偿网络的无线供电系统中的补偿元件参数，具体过程如下：
[0074]
本例中按照实际需求考虑谐振变换单元所有元件附加阻值(r
p
、r
s
、r
lf1
、r
lf2
、r
cf1
、r
cf2
、r
c1
、r
c2
)，针对图3所示的全桥双边lcc非接触谐振变换器，由电路基本理论可以推得，在谐振频率ω0下，该系统谐振条件如式(1)所示，恒定功率表达式如式(2)所示。
[0075][0076][0077]
可以看出当恒定功率p、输入电压u
i
、输出电压u
o
、非接触变压器都确定的时候，l
f1
和l
f2
的乘积唯一确定，故可将二者相互表示：
[0078]
(或)(3)双边lcc补偿网络谐振变换单元的输出电流为：
[0079][0080]
可以看出，此时输出电流与负载无关，为恒流特性。
[0081]
结合谐振变换单元效率最高、损耗最低时所对应的l
f1
表达式：
[0082][0083]
由式(1)、(3)、(5)可以唯一确定一组满足效率最优条件的非对称双边lcc补偿网络最优解。同时可以看出，当恒定功率p与非接触变压器固定不变时，l
f1
只与输入电压有关，与副边输出电压无关，故可以实现电压增益可调，这有利于系统输出适应不同电池规格。
[0084]
式(1)、(3)、(5)中，ω0为系统的谐振角频率，该非对称双边lcc补偿网络参数设计流程如图4所示。
[0085]
本例中非接触变压器原副边绕组附加阻值(r
p
、r
s
)，可由电磁场有限元仿真软件计算得出；双边lcc补偿网络的元件附加阻值(r
lf1
、r
lf2
、r
cf1
、r
cf2
、r
c1
、r
c2
)，可根据经验值估算，估算值统一用r0表示，后面进行参数设计时双边lcc补偿网络的元件附加阻值均取为20mω(此部分阻值造成的误差后面会详细说明)。
[0086]
本例中可根据需求实际测得一组变压器参数l
p
为196.8μh，l
s
为164.52μh，m为54.375μh，k为0.3，传输距离10cm，r
p
为0.267ω，r
s
为0.25ω。给定系统实际工作条件：p为2000w，r
l
随输出电压u
o
变化，u
i
为400v，u
o
分别为200v、300v、400v、500v、600v。在满足以上条件的情况下，可以经过上述参数设计方法给出不同电压增益下具体非对称双边lcc补偿网络最优解，详见表1，从表中可以看到仅输出电压变化时，原边lcc补偿网络参数不变。为了进行对比实验，在相同条件下，结合l
f1
＝l
f2
与式(1)、式(3)，可以配置5组对称式双边lcc补偿网络参数，详见表2。
[0087]
表1非对称参数设计各组实配参数
[0088][0089]
表2对称式参数设计各组实配参数
[0090][0091]
将参数进行实际配置搭建2kw样机进行实验，实验波形如图5(a)和(b)所示，其中，图5(a)为逆变输出电压和电流波形、整流输入电压和电流波形示意图，图5(b)为非接触变压器原副边线圈上电流波形示意图，从图中可以看出实际工作状态下该变换器可以实现软开关。非对称参数设计时功率分析仪测试结果如图6所示，由图6可知，采用本发明非对称参数设计时，系统传输效率高。两种参数设计方法下系统效率随输出电压变化的对比实验结
果如图7所示。由图7可以看出，在相同输入电压、恒定功率条件下，仅输出电压变化且非接触变压器原副边正对时，非对称参数设计方法比传统对称式参数设计方法系统dc
‑
dc部分效率变化更为平缓；而且非对称参数设计的原边补偿网络不变，有利于实际互操作应用，适应不同电压等级的电池负载；在输出低电压大电流情况下，非对称参数设计效率具有明显优势。
[0092]
实际配置参数时，补偿元件附加阻值一般会在10
‑
25mω之间变化，故会造成l
f1
取值在80.36μh～84.58μh之间变化，当输入输出电压均为400v，恒定功率为2kw时，结合式(1)和式(3)可以得到变化范围内的每组l
f1
所对其他补偿网络参数的具体值，实测其效率在96.08％
‑
96.14％范围内变化，基本维持不变。所以初始情况将双边lcc补偿网络的元件附加阻值(r
lf1
、r
lf2
、r
cf1
、r
cf2
、r
c1
、r
c2
)根据经验值均取为20mω的做法是可取的。
[0093]
本例还通过仿真实验，对比非对称参数设计与对称式参数设计在相同条件下补偿元件电压电流应力(以c1为例)。具体对比实验结果如图8(a)和(b)所示，其中，图8(a)为两种参数设计方法下原边串联补偿电容电压应力变化示意图，图8(b)为两种参数设计方法下原边串联补偿电容电流应力变化示意图，从图中可以看到本发明中的非对称参数设计方法整体应力较为平稳，在低电压输出的情况下对原边串联补偿电容的应力具有较好的改善作用，更适合宽输出范围变化的情况。
[0094]
本发明的上述实施例中，通过提供一种含有非对称双边lcc补偿网络的无线供电系统，包括直流电源、高频逆变电路、原边lcc补偿网络、原边线圈、副边线圈、副边lcc补偿网络、整流滤波电路以及负载电阻r
l
，通过对原副边lcc补偿网络进行参数设计保证原副边线圈都可实现恒流输出，且在保证系统高效率的前提下，保持系统频率和原边(或副边)补偿网络参数不变，实现系统输入电压到负载电压之间的电压增益灵活可调，而且在无线供电系统输入电压一定，输出电压低的情况下，对原边串联补偿电容的电压电流应力具有较好的改善作用。本发明有利于系统输出适应不同电池规格，降低应用成本，使整体更加安全、经济。