一种基于直流母线电压检测的二次脉动功率解耦方法

本发明属于轨道交通技术领域，涉及动车组的能量存储装置技术领域，具体涉及动车组有源功率解耦的实现方法。

背景技术：

高速列车在通过接触网供电时，单相四象限变流器会产生二次脉动功率，二次脉动功率会对电机造成拍频现象，导致电机出现明显的转矩脉动。虽然无拍频控制能够抑制拍频现象，然而控制算法复杂，并且电机处于动态变化的过程，因此无拍频控制的抑制效果有限。目前一般采用无源lc谐振滤波器实现无源功率解耦，保证直流母线电压的稳定。然而，该无源lc谐振滤波器体积笨重且占用空间大，降低了牵引变流器的功率密度，不利于动车组的轻量化发展，因此本发明通过采用buck型双向dc/dc变流器取代无源lc谐振滤波器，利用直流母线电压计算二次脉动功率，通过双闭环控制解耦电容的电压实现解耦功能，能够实现动车组在无lc谐振电路下的高效稳定运行。

技术实现要素：

针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种基于直流母线电压检测的二次脉动功率解耦方法，通过检测直流母线电压计算得到实际二次脉动功率，由此给出了解耦电容目标电压指令值，通过电压电流双闭环控制实现了有源功率解耦，从而提高牵引变流器整体的功率密度，且不需要增加传感器，易于系统改造。

第一方面，本发明采用的主电路拓扑：前端桥臂为单相四象限变流器桥臂，用来将交流电能转换为直流电；后端桥臂为buck型双向dc/dc变流器桥臂，取代无源lc谐振滤波器实现有源功率解耦；

第二方面，本发明通过控制buck型双向dc/dc变流器桥臂的开通和关断，使得二次脉动功率完全流经该桥臂的lc支路，不会在直流侧产生二次脉动电压，实现直流侧的二次脉动功率解耦，从而取代无源lc谐振电路；

第三方面，本发明通过对直流母线电压进行在线滑窗傅里叶分析，可以实时得到直流母线电容上二次脉动电压的幅值和大小，计算得到二次脉动功率，再利用二次脉动功率和上一控制周期计算得到的二次脉动功率的指令值，计算得到本次控制周期的二次脉动功率的指令值；

第四方面，本发明采用电压电流pi双闭环控制策略，对解耦电容的电压进行控制，从而实现有源功率解耦。

根据检测到的直流母线电压存在的二次脉动，更新二次脉动功率的指令值，从而使得解耦电容上电压指令发生变化，解耦直流母线电容上残余的二次脉动功率，直至直流母线电压ud不存在二次脉动电压。

本发明提供的基于直流母线电压检测的二次脉动功率解耦方法，该方法是基于buck型双向dc/dc变流器取代无源lc谐振滤波器拓扑，通过检测直流母线电压，计算得到实际二次脉动功率，由此给出解耦电容目标电压指令值，通过电压电流pi双闭环控制对解耦电容的电压进行控制，最终实现有源功率解耦，达到提升牵引变流器功率密度的目的，且不需要增加传感器，易于系统改造。

为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：

一种有源功率解耦电路，包括：交流侧电源、交流侧电感、单相四象限变流器桥臂、buck型双向dc/dc变流器桥臂、直流母线电容和负载；

所述交流侧电源的一端与交流侧电感的一端连接，交流侧电感的另一端与单相四象限变流器桥臂中的一支桥臂的中点连接，交流侧电源的另一端与单相四象限变流器桥臂中的另一支桥臂的中点连接，

buck型双向dc/dc变流器桥臂包括：半桥臂、滤波电感和解耦电容，半桥臂的中点与滤波电感的一端连接，滤波电感的另一端与解耦电容的一端连接，解耦电容的另一端与半桥臂的下端连接；

所述单相四象限变流器桥臂的上输出端与半桥臂的上端连接，所述单相四象限变流器桥臂的下输出端与半桥臂的下端连接，半桥臂的上下两端与直流母线电容和负载并联连接。

一种基于直流母线电压检测的二次脉动功率解耦方法，应用上述有源功率解耦电路，包括以下步骤：

s1、单相四象限变流器桥臂输入至buck型双向dc/dc变流器桥臂的功率pin，具体表达式如下所示：

其中，vg和ig分别为交流侧电源的电压和电流幅值，是交流侧电源的电压和电流的相位角，lg为交流侧电感的电感值，ω为交流侧基波角频率，牵引网交流电频率为50hz；pin中包含提供给负载的直流功率pd和变化频率为100hz的二次脉动功率p2-ripple，具体表达式如下所示：

其中，p2-peak为二次脉动功率的幅值，α为三角变换相位角，θ为二次脉动功率的相位角，t为时间；

s2、假设流经buck型双向dc/dc变流器桥臂中的滤波电感的电流为ics，具体表达式如下所示：

ics＝icssin(200πt+β)

其中，ics为滤波电感的电流幅值，β为滤波电感的电流相位角；

则解耦电容上的电压ucs的表达式具体如下所示：

其中，ucs为解耦电容的直流偏置，ccs为解耦电容的电容值，

s3、忽略开关纹波以及电路损耗，那么流经滤波电感和解耦电容串联支路的功率为pcs，具体表达式如下所示：

其中，uin为滤波电感和解耦电容串联支路的电压，lcs为滤波电感的电感值；

令pcs中的二次脉动功率等于pin中的二次脉动功率p2-ripple，表达式具体如下所示：

icsucssin(200πt+β)＝p2-peaksin(200πt+θ)

buck型双向dc/dc变流器桥臂能够实现解耦二次脉动功率，但相应的会引入四次脉动功率，引起直流母线产生的脉动电压为vd，具体表达式如下所示：

其中，ud为直流母线电压直流量，cd为直流母线电容的电容值；

s4、对直流母线电压ud进行在线滑窗傅里叶分析，实时得到直流母线电容上的二次脉动电压ud100的幅值ud100和相角θ100，表达式具体如下所示：

ud100＝ud100sin(200πt+θ100)

直流母线电容在100hz的交流阻抗远小于负载的阻抗，因此大部分的二次脉动功率都在直流母线电容流动从而引起脉动电压，直流母线电容上的二次脉动功率为p100，表达式具体如下所示：

p100＝200πcdud100sin(200πt+θ100-0.5π)ud

其中，cd为直流母线电容的电容值，ud为直流母线电压直流量；

s5、利用直流母线电容上的二次脉动功率p100和上一控制周期计算得到的直流母线电容上的二次脉动功率的指令值p′100ref，计算得到本次控制周期直流母线电容上的二次脉动功率的指令值p100ref，表达式具体如下所示：

p100ref＝m100p100+p′100ref＝p100refsin(200πt+θ100)

其中，m100为小于1.0的系数，通过调整m100保证牵引传动系统良好的动稳态性能，p100ref为本次控制周期直流母线电容上的二次脉动功率的指令值的幅值；

由此，计算得到解耦电容的电压指令表达式具体如下所示：

s6、采用电压电流pi双闭环控制策略，对解耦电容的电压指令进行控制；当检测到直流母线电压ud存在二次脉动时，直流母线电容上的二次脉动功率的指令值将会得到更新，从而使得解耦电容上电压指令发生变化，解耦直流母线电容上残余的二次脉动功率，直至直流母线电压ud不存在二次脉动电压。

本发明具有以下有益技术效果：

1)提出采用buck型双向dc/dc变流器取代无源lc谐振滤波器解耦二次脉动功率，达到提升牵引变流器功率密度的目的。

2)通过检测直流母线电压获取二次脉动功率值，并对解耦电容电压进行电压电流双闭环控制实现了有源功率解耦，不需要增加传感器，易于系统改造。

3)抑制由脉动电压而引起的拍频现象，减轻电机转矩脉动和发热，提升动车组运行的安全性和稳定性。

附图说明

本发明有如下附图：

图1为本发明有源功率解耦电路拓扑图。

图2为本发明解耦电容指令电压计算框图。

图3为本发明有源功率解耦pi双闭环控制示意图。

具体实施方式

下面将结合附图1、图2和图3对本发明的技术方案进行进一步的说明。

本发明提供的基于直流母线电压检测的二次脉动功率解耦方法，可以应用于具有buck型双向dc/dc变流器动车组中，实现有源二次功率解耦。现有技术通过检测交流侧电压电流以及系统参数，计算得到二次脉动功率的幅值和大小，但这种控制方式为开环控制，容易受参数影响；也有研究采用检测4qc输入至直流侧的二次脉动电流和直流电压来计算二次脉动功率大小，需要额外电流传感器，不便于系统改造，且增加了成本。

考虑到上述技术问题，本发明提出了一种基于直流母线电压检测的二次脉动功率解耦方法，该方法基于buck型双向dc/dc变流器取代无源lc谐振滤波器拓扑，通过检测直流母线电压，计算得到实际二次脉动功率，由此给出解耦电容目标电压指令值，通过电压电流pi双闭环控制对解耦电容ccs的电压进行控制，最终实现有源功率解耦，达到提升牵引变流器功率密度的目的，且不需要增加传感器，易于系统改造。

下面对本发明的技术方案进行详细说明。

图1为本发明采用的buck型双向dc/dc变流器取代无源lc谐振滤波器进行有源功率解耦电路拓扑图，包括：交流侧电源、交流侧电感、单相四象限变流器桥臂、buck型双向dc/dc变流器桥臂、直流母线电容和负载；

所述交流侧电源的一端与交流侧电感的一端连接，交流侧电感的另一端与单相四象限变流器桥臂中的一支桥臂的中点连接，交流侧电源的另一端与单相四象限变流器桥臂中的另一支桥臂的中点连接，

buck型双向dc/dc变流器桥臂包括：半桥臂、滤波电感和解耦电容，半桥臂的中点与滤波电感的一端连接，滤波电感的另一端与解耦电容的一端连接，解耦电容的另一端与半桥臂的下端连接；

所述单相四象限变流器桥臂的上输出端与半桥臂的上端连接，所述单相四象限变流器桥臂的下输出端与半桥臂的下端连接，半桥臂的上下两端与直流母线电容和负载并联连接。前端桥臂为单相四象限变流器桥臂，用来将交流电能转换为直流电；后端桥臂为buck型双向dc/dc变流器桥臂，

一种基于直流母线电压检测的二次脉动功率解耦方法，应用上述有源功率解耦电路，包括以下步骤：

s1、单相四象限变流器桥臂输入至buck型双向dc/dc变流器桥臂的功率pin，具体表达式如下所示：

其中，vg和ig分别为交流侧电源的电压和电流幅值，是交流侧电源的电压和电流的相位角，lg为交流侧电感的电感值，ω为交流侧基波角频率，牵引网交流电频率为50hz。pin中包含提供给负载的直流功率pd和变化频率为100hz的二次脉动功率p2-ripple，具体表达式如下所示：

其中，p2-peak为二次脉动功率的幅值，α为三角变换相位角，θ为二次脉动功率的相位角，t为时间；

二次脉动功率的幅值p2-peak大于直流功率pd，反映在直流母线产生的二次脉动电压将会导致牵引电机出现严重的拍频现象，不利于动车组安全稳定的运行。

s2、假设流经buck型双向dc/dc变流器桥臂中的滤波电感的电流为ics，具体表达式如下所示：

ics＝icssin(200πt+β)

其中，ics为滤波电感的电流幅值，β为滤波电感的电流相位角；

则解耦电容上的电压ucs的表达式具体如下所示：：

其中，ucs为解耦电容ccs的直流偏置，ccs为解耦电容的电容值。

s3、忽略开关纹波以及电路损耗，那么流经滤波电感和解耦电容串联支路的功率为pcs，具体表达式如下所示：

其中，uin为滤波电感和解耦电容串联支路的电压，lcs为滤波电感的电感值；

令pcs中的二次脉动功率等于pin中的二次脉动功率p2-ripple，表达式具体如下所示：

icsucssin(200πt+β)＝p2-peaksin(200πt+θ)

buck型双向dc/dc变流器桥臂能够实现解耦二次脉动功率，但相应的会引入四次脉动功率(200hz)，引起直流母线产生的脉动电压为vd，具体表达式如下所示：

其中，ud为直流母线电压直流量，cd为直流母线电容的电容值。

尽管会相应地会引入四次脉动功率，但是其幅值远小于二次脉动电压，且频率加倍，因此对负载的影响很小。所以可以通过控制buck型双向dc/dc变流器桥臂中的解耦电容的电压实现有源功率解耦。

图2为本发明解耦电容指令电压计算框图。在图2的基础上，对如何进行解耦电容指令电压的获取作详细介绍。

s4、对直流母线电压ud进行在线滑窗傅里叶分析，可以实时得到直流母线电容cd上二次脉动电压ud100的幅值ud100和相角θ100，表达式具体如下所示：

ud100＝ud100sin(200πt+θ100)

母线电容在100hz的交流阻抗远小于负载阻抗，因此大部分的二次脉动功率都在母线电容流动从而引起脉动电压，直流母线电容上的二次脉动功率为p100，表达式具体如下所示：

p100＝200πcdud100sin(200πt+θ100-0.5π)ud

其中，cd为直流母线电容的电容值，ud为直流母线电压直流量；

s5、利用直流母线电容上的二次脉动功率p100和上一控制周期计算得到的直流母线电容上的二次脉动功率的指令值p′100ref，计算得到本次控制周期直流母线电容上的二次脉动功率的指令值p100ref，表达式具体如下所示：

p100ref＝m100p100+p′100ref＝p100refsin(200πt+θ100)

其中，m100为小于1.0的系数，通过调整m100可以保证牵引传动系统良好的动稳态性能，p100ref为本次控制周期直流母线电容上的二次脉动功率的指令值的幅值。

由此，可以计算得到解耦电容的电压指令表达式具体如下所示：

图3为本发明有源功率解耦pi双闭环控制示意图。

s6、采用电压电流pi双闭环控制策略，对解耦电容的电压指令进行控制。当检测到直流母线电压ud存在二次脉动时，直流母线电容上的二次脉动功率的指令值将会得到更新，从而使得解耦电容上电压指令发生变化，解耦直流母线电容上残余的二次脉动功率，直至直流母线电压ud不存在二次脉动电压。

虽然该控制策略用到了参数ccs和cd，但是整个控制策略为闭环控制，因此具有很强的鲁棒性，且在工程实践中，控制参数少，易于调节。

显然，本发明的上述实例的原理阐述仅仅是为清楚地说明本发明所做的举例，而并非是对本发明实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里没有对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。