基于DSP的电源控制模块的制作方法

基于dsp的电源控制模块
技术领域
[0001]
本实用新型涉及数字电源技术领域，尤其涉及一种基于dsp的电源控制模块。


背景技术：

[0002]
数字电源通常以dsp为控制核心，市电输出的220v交流电经emi滤波由整流器变换为直流电，再经升压电路转换为高压直流，为各种负载提供高压直流电源，高压直流可经dc/dc变换器变换为低压直流，为各种负载提供低压直流电源。
[0003]
其中升压电路常采用boost型，dsp通过驱动器驱动boost电路中的开关管。传统电源控制模块中，大都选择dsp输出高电平时，驱动器输出高电平控制开关管导通，由于很多dsp上电时驱动引脚默认为高电平，容易误触发驱动器输出高电平使开关管误导通，影响电路的正常工作。


技术实现要素：

[0004]
有鉴于此本实用新型提出了一种基于dsp的电源控制模块，以解决传统直流电源模块在dsp上电时容易误触发驱动器输出高电平使开关管误导通的问题。
[0005]
本实用新型的技术方案是这样实现的：一种基于dsp的电源控制模块，包括dsp芯片、boost电路及驱动器，还包括施密特触发器，dsp芯片的pwm输出引脚连接施密特触发器的输入端，施密特触发器的输出端经驱动器连接boost电路中的开关管的控制极；
[0006]
施密特触发器在dsp芯片的pwm输出引脚输出高电平时输出一低电平至驱动器，在dsp芯片的pwm输出引脚输出高电平时输出一高电平至驱动器。
[0007]
可选的，dsp芯片为adp32f10芯片。
[0008]
可选的，施密特触发器为sn74l芯片，sn74l芯片的in引脚连接dsp芯片的pwm输出引脚，sn74l芯片的out引脚连接驱动器。
[0009]
可选的，驱动器为tlp250芯片，tlp250芯片的cathode引脚连接施密特触发器的输出端，tlp250芯片的vo引脚连接boost电路中的开关管的控制极。
[0010]
可选的，boost电路包括主开关管t1、电感l1、二极管d1及电容c1～c2；
[0011]
直流输入正极依次经电感l1、主开关管t1连接直流输入负极，直流输入正极与电感l1的公共端经电容c1连接直流输入负极，电感l1与主开关管t1的公共端依次经二极管d1的正极、二极管d1的负极、电容c2连接直流输入负极，二极管d1与电容c2的公共端连接后级负载。
[0012]
可选的，boost电路还包括二极管d2，直流输入正极依次经二极管d2的正极、二极管d2的负极连接二极管d1与电容c2的公共端。
[0013]
可选的，boost电路还包括辅助开关管t2、电感l2、电容c3及二极管d3；
[0014]
电感l1与主开关管t1的公共端经电容c3连接直流输入负极，电感l1与主开关管t1的公共端还依次经电感l2、辅助开关管t2连接直流输入负极，电感l2与辅助开关管t2的公共端依次经二极管d3的正极、二极管d3的负极连接二极管d1与电容c2的公共端。
[0015]
本实用新型的基于dsp的电源控制模块相对于现有技术具有以下有益效果：
[0016]
(1)dsp芯片上电时，其pwm输出引脚输出高电平至施密特触发器，施密特触发器输出一低电平至驱动器，使得驱动器处于关断状态，避免开关管误导通，从而避免短路烧毁元件；
[0017]
(2)boost电路在电感l1到升压二极管d1上并联了一个二极管旁路，在电路启动的瞬间，二极管d2可为大电容充电提供另外一条支路，这样在boost电路正常工作时，并联支路就会分担相应一部分电流避免电感l1出现饱和现象，也避免了过流损害二极管d1；
[0018]
(3)boost电路通过采用辅助开关管t2和谐振电路使主开关管t1在零电压下启动，降低了开关损耗。
附图说明
[0019]
为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0020]
图1为本实用新型的基于dsp的电源控制模块的结构示意图；
[0021]
图2为本实用新型的adp32f10芯片的引脚定义图；
[0022]
图3为本实用新型的施密特触发器和驱动器的电路图；
[0023]
图4为本实用新型的boost电路的电路图。
具体实施方式
[0024]
下面将结合本实用新型实施方式，对本实用新型实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本实用新型一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本实用新型中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本实用新型保护的范围。
[0025]
如图1所示，本实施例的基于dsp的电源控制模块包括dsp芯片、boost电路、驱动器及施密特触发器，dsp芯片的pwm输出引脚连接施密特触发器的输入端，施密特触发器的输出端经驱动器连接boost电路中的开关管的控制极，施密特触发器在dsp芯片的pwm输出引脚输出高电平时输出一低电平至驱动器，在dsp芯片的pwm输出引脚输出高电平时输出一高电平至驱动器。
[0026]
具体的，如图2所示，本实施例优选dsp芯片为adp32f10芯片，adp32f10是一款高性能的32位cpu，主频可达150mhz，数字处理速度快，控制实时性高，采用高性能cmos工艺，内核1.8v，i/o电压3.3v，集成片内1.8v-ldo(线性稳压电源)，符合低功耗设计且支持jtag在线仿真。adp32f10较其他传统的mcu，具有更快的速度、较高的运行主频、更适用于控制领域应用的外设及更高效的处理能力。如图3所示，本实施例优选施密特触发器为sn74l芯片，sn74l芯片的in引脚连接dsp芯片的pwm输出引脚，sn74l芯片的out引脚连接驱动器。优选驱动器为tlp250芯片，tlp250芯片的cathode引脚连接施密特触发器的输出端，tlp250芯片的vo引脚连接boost电路中的开关管的控制极。tlp250作为栅极驱动mosfet、igbt调节器，输入电压为10-35v，最大输入电流为11ma，隔离电压为2500vrms，采用双电源供电，其内部采
用光信号隔离，左侧接3.3v电压经阻容滤波后接入in引脚，右侧供电电压由辅助电源输出的12v电压提供。
[0027]
本实施例中，dsp芯片上电时，其pwm输出引脚输出高电平至sn74l芯片的in引脚，sn74l芯片的out引脚输出一低电平至tlp250芯片的cathode引脚，使得驱动器处于关断状态，避免开关管误导通，从而避免短路烧毁元件。
[0028]
如图4所示，本实施例的boost电路包括主开关管t1、电感l1、二极管d1及电容c1～c2，直流输入正极依次经电感l1、主开关管t1连接直流输入负极，直流输入正极与电感l1的公共端经电容c1连接直流输入负极，电感l1与主开关管t1的公共端依次经二极管d1的正极、二极管d1的负极、电容c2连接直流输入负极，二极管d1与电容c2的公共端连接后级负载。其中，电容c1为输入滤波电容，电容c2为输出滤波电容。主开关管t1、电感l1及二极管d1构成传统的boost升压电路，具体原理在此不再赘述。
[0029]
在电源控制模块首次启动时，滤波电容c1充电还未完成，通常来说在大电容充电的过程中，主电路上流过升压电感l1的电流也会很大。若电源系统初次启动处于正弦波峰值处，则在电容c1充电的过程中，电感l1很有可能出现磁饱和现象，而处于磁饱和状态下流过主开关管t1上的电流会不受控制，因而会烧坏开关管。如图4所示，本实施例优选boost电路还包括二极管d2，直流输入正极依次经二极管d2的正极、二极管d2的负极连接二极管d1与电容c2的公共端在。这样相当于在电感l1到升压二极管d1上并联了一个二极管旁路，在电路启动的瞬间，二极管d2可为大电容充电提供另外一条支路，这样在boost电路正常工作时，并联支路就会分担相应一部分电流避免电感l1出现饱和现象，也避免了过流损害二极管d1。与此同时，并联二极管d2也保护了升压二极管d1，因为其分流了一部分二极管d1上的电流。另外，并联二极管d2还可以促使大电容上的电压建立及时且加快了电容的充电速度，同时也使得boost电路中的电压反馈环路工作及时，从而减少了boost电路中主开关管t1导通的时间，使得boost电路工作迅速。而在电路工作于正常状态时，boost电路的输入电压要小于输出电压，所以二极管d2的负极电势高于正极，处于反偏截止状态，因而对电路没有任何负面影响。
[0030]
传统boost升压电路在实际工作中，主开关管t1在开通时电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，而是有一个上升时间。在这段时间里，电流与电压发生重叠，从而有开关损耗产生，降低了boost电路的效率。如图4所示，本实施例优选boost电路还包括辅助开关管t2、电感l2、电容c3及二极管d3，电感l1与主开关管t1的公共端经电容c3连接直流输入负极，电感l1与主开关管t1的公共端还依次经电感l2、辅助开关管t2连接直流输入负极，电感l2与辅助开关管t2的公共端依次经二极管d3的正极、二极管d3的负极连接二极管d1与电容c2的公共端。
[0031]
本实施例boost电路的工作过程如下：第一阶段，主开关管t1处于关断状态，辅助开关管t2导通，由于此时二极管d1仍然处于通态，电感l2两端的电压变为u0，流经电感l2的电流线性上升，流经二极管d1的电流以同样的速度线性下降，第一阶段的结束时刻，流经电感l2的电流上升为il1，流经二极管d1的电流下降为零使二极管d1自然关断；第二阶段，电感l2与电容c3并联谐振，流经电感l2的电流上升，电容c3中的电压下降，主开关管t1的漏源电压下降，在第二阶段的结束时刻，电容c3中的电压下降为零，主开关管t1的漏源电压下降为零，主开关管t1的体二极管反向导通，流经电感l2的电流上升为最大值并保持不变；第三
阶段，主开关管t1开通，由于主开关管t1的体二极管反向导通，主开关管t1两端的电压下降为零，此时主开关管t1为零电压开通，没有开关损耗，同时关断辅助开关管t2，流经电感l2的电流线性下降，由于二极管d3导通，电感l2中储存的能量通过二极管d3传递给负载，主开关管t1中的电流线性上升，第四阶段的结束时刻，流经电感l2的电流下降为零使得二极管d3关断，主开关管t1中的电流上升为il1；第五阶段，关断主开关管t1，主开关管t1关断时电压会上升，电容c3有效抑制了其电压上升速度，降低了关断损耗；第六阶段，主开关管t1关断后，直流输入给电容c3充电，电容c3的电压线性上升，直到上升到u0，二极管d1导通并开始向负载传递能量，直到进入下一个开关周期。这样，本实施例通过采用辅助开关管t2和谐振电路使主开关管t1在零电压下启动，降低了开关损耗。
[0032]
以上所述仅为本实用新型的较佳实施方式而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。