一种七电平逆变电路、逆变器及控制方法

本公开属于逆变器控制技术领域，尤其涉及一种七电平逆变电路、逆变器及控制方法。

背景技术：

本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。

在能源日益紧缺和环境严重污染的今天，风能、太阳能等可再生能源发电得到了快速的发展。并网逆变器作为可再生能源系统与电网的接口，其性能直接影响到发电系统输出电能质量。

相比于低电平逆变器，多电平逆变器由于其特殊的优点，近年来在工业上得到了广泛的应用。多电平逆变器的优点主要包括：其改进的输出波形质量较好，可以降低电磁干扰，可以使用更少的滤波器以减少设备的体积等等。但在目前的研究中，多电平逆变器也带来了一些问题，比如电容电压难以控制平衡，中性点电压不稳定，逆变器系统较为复杂等等。

技术实现要素：

为克服上述现有技术的不足，本公开提供了一种七电平逆变电路，能够兼顾中性点电压平衡、悬浮电容电压平衡以及减少共模电压。

为实现上述目的，本公开的一个或多个实施例提供了如下技术方案：

第一方面，公开了一种七电平逆变电路，包括：t型三电平逆变器和h桥电路，所述t型三电平逆变器输出三个电平，与h桥电路级联实现每相输出七电平；t型三电平逆变器三相共用两个直流侧电容，每一相h桥各有一个悬浮电容；

其中，t型三电平逆变器直流侧电压上侧电容电压与下侧电容电压相等，以实现中性点电压平衡。

进一步的技术方案，所述t型三电平逆变器包括直流侧两个电容，每相桥臂四个开关管，直流侧电压为udc(4e)，通过调节开关管的开通关断，可以实现每相输出-udc/2,0,udc/2三个电压等级。t型三电平逆变器的导通损耗较小，既具有三电平逆变器的共有优点，也使得传统三电平逆变器功率器件热分布不均衡的问题得以解决。

进一步的技术方案，所述h桥电路包括并联的三个支路，第一、二支路为两个串联的开关管，第三支路为悬浮电容。通过将悬浮电容电压控制在e，可以实现h桥电路输出-e，e两个电压等级。

第二方面，公开了一种七电平逆变电路的控制方法，包括：

三相采样电流经clark变换，得到两相静止坐标系下的电流；

三相网侧采样电压经坐标变换，得到两相静止坐标系下的电压值；

经拉格朗日外推法得到下一时刻的电流，再经离散化后的模型预测控制计算出下一时刻的参考电压值，经过价值函数计算出最小的两个电压矢量作为候选矢量；

再根据中点电位平衡和悬浮电容电压平衡的要求(中点电位应当保持在0，即直流侧上下电容电压之差为0。悬浮电压电容电压应该控制在e)选择具体开关状态，最终作用到各个开关上，输出七电平。

本公开上述方法以零共模电压作为电压候选矢量，利用两段电压矢量合成参考电压矢量，利用模型预测方法计算零共模电压矢量中价值函数最小的两个电压矢量；控制悬浮电容电压，以能够输出七电平。

进一步的技术方案，控制中性点电压平衡和悬浮电容电压平衡中，悬浮电容电压平衡优先级大于中性点电压平衡。

进一步的技术方案，直流侧电源为udc(4e)，具体值为600v，t型三电平逆变器可以输出-2e、0、2e三个电平，与h桥电路配合实现每相输出七电平，具体为：-3e、-2e、-e、0、e、2e、3e。

进一步的技术方案，输出电平为-e和e时，对应的开关状态分别用来控制悬浮电容电压。

进一步的技术方案，价值函数表示为

g＝|vα(k+1)-vα|²+|vβ(k+1)-vβ|²

第三方面，公开了一种七电平逆变器，包括七电平逆变电路，多个七电平逆变电路在共直流母线侧并联。

第四方面，公开了一种变频器，包括：整流电路及多个七电平逆变电路，整流电路的输入端与电网链接，输出端与共直流母线链接，多个七电平逆变电路并联于共直流母线上。

以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：

本公开技术方案通过只选择零共模电压矢量作为候选矢量，很好的降低了逆变器的共模电压。

本公开技术方案有效的控制了中点电位平衡，防止了输出电平不平衡、波形畸变等问题。

本公开技术方案利用t型三电平逆变器和h桥电路级联，用较少的开关实现了高电平输出。

本公开技术方案实现简单，对级联系统的拓展性强，应用简单，实用性强。

本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的不当限定。

图1为级联七电平逆变器拓扑结构图；

图2为零共模电压空间矢量图；

图3为模型预测控制部分；

图4为a相各等级输出电压对应的电流通路；

图5为解耦控制中性点电压及悬浮电容电压平衡流程框图；

图6为七电平逆变器输出三相电压波形；

图7为七电平逆变器中性点电压波形；

图8为七电平逆变器三相悬浮电容电压波形；

图9为七电平逆变器三相电流波形；

图10为七电平逆变器输出线电压uab波形；

图11为七电平逆变器共模电压波形。

具体实施方式

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

在不冲突的情况下，本公开中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

实施例一

本实施例公开了一种七电平逆变电路，图1为级联七电平逆变器拓扑结构图，包括t型三电平逆变器和h桥电路，t型三电平逆变器每一相包括四个igbt管，可以输出-2e、0、2e三个电平，直流侧电源电压udc为4e，直流侧两个电容电压各为2e，h桥电路悬浮电容电压uaf、ubf、ucf均为e，因此根据不同的开关状态，电流流经不同的通路，与h桥电路的四个igbt管配合可实现每相输出七电平，可以分别得到-3e、-2e、-e、0、e、2e、3e七种电平。仿真实验参数设置为：udc＝4e＝600v，滤波电感lf＝10mh，滤波电阻rf＝0.5ω，直流侧电容cd1＝cd2＝1000μf，悬浮电容ca＝cb＝cc＝1000μf，负载电阻r＝20ω，负载电感l＝3mh，电网电压vg＝340v。

t型三电平逆变器和h桥电路级联的七电平逆变器，每一相包括8个igbt管，三相共用两个直流侧电容，每一相的h桥各有一个悬浮电容ujf(j＝a,b,c)。

表1为a相输出七种电平及其对应的12种开关状态。

表1

图2为零共模电压矢量图。共模电压定义为：

共模电压将会导致漏电流，增加系统损耗，产生高次谐波，对逆变器甚至人身造成危害。此外，共模电压还会引发轴电压，将降低电机绝缘，缩短电机寿命。为了减少共模电压，因此本发明只选择零共模电压矢量作为候选矢量，共有37个零共模电压矢量。例如，设整数0-6代表输出电压-3e到3e,abc三相输出电压分别为3、3、3，即0e、0e、0e，则三相电压和为0，则空间电压矢量000即为一个零共模电压矢量。在图2中，α轴上单位长度表示为1/3e，β轴上单位长度表示为

本发明只采用37个零共模电压作为电压候选矢量，利用模型预测控制，计算出最接近参考电压矢量的两个候选矢量，在利用这两段电压矢量合成参考电压矢量，分析过程见图3说明。直流侧电压udc的值为4e，直流侧电容电压应控制在ucd1＝2e，ucd2＝-2e，如果上侧电容电压与下侧电容电压不相等，则会引起中点电位不平衡，会影响输出电压，输出电流中会有较大的谐波成分。

模型预测控制(mpc)为一种新型的预测控制策略，近年来得到国内外学者的广泛关注。(具体步骤见图3说明)模型预测控制首先要建立一个系统模型，该模型能预测将来的行为。为预测将来行为，通常构造一个价值函数，为使这个价值函数达到最小值，下一采样周期的最佳变量被选择。因此利用模型预测控制(mpc)，计算价值函数，在37个零共模电压矢量中求出价值函数最小的两个电压矢量。为了保证能够输出七电平，悬浮电容电压uaf、ubf、ucf的值应当控制在e(udc/4)左右。当输出电平为-e和e时，对应的开关状态可以分别用来控制悬浮电容电压，具体控制分析见图4图5说明。对于控制中性点电压平衡和悬浮电容电压平衡优先级，因为abc三相共用直流侧电容，无论哪一相都可以用来控制中点电压平衡，因此应当优先控制悬浮电容电压平衡。

图3为模型预测控制框图。输出k+1时刻的电压vα(k+1)、vβ(k+1)能被预测，为预测k+1时刻的电压vα(k+1)、vβ(k+1)，当前采样的电流电网电压eα、eβ，需得到三相并网逆变器开关状态以及直流母线电压。当预测k+1时刻的电压后vα(k+1)、vβ(k+1)，应构造一个价值函数g去评估三相并网逆变器各个电压矢量。这些电压矢量中哪两个电压矢量能使价值函数最小，将在下一个采样周期中应用。通过对价值函数的求导令其为0，可以得到两段电压矢量的分别作用时间。具体过程如下。

根据电路拓扑，可得

经过α-β坐标变换，可以得到

在一个采样周期ts内，电流可以离散化表示为

进一步可以得到

考虑到模拟数字转换器和算法计算的时间，将模型的离散时间方程平移一步，考虑到这个时延，得到

考虑到采样周期恒定，根据拉格朗日外推定理，在k+1时刻的电流可以表示为

i(k+1)＝3i(k)-3i(k-1)+i(k-2)(7)

同样可以得到

价值函数表示为

g＝|vα(k+1)-vα|²+|vβ(k+1)-vβ|²(9)

求出g最小的两个电压矢量v1(k+1)与v2(k+1),作用时间分别为t1(k+1)与t2(k+1)令dg/dt1(k+1)＝0，可以求得第一段电压矢量作用时间为

由t1(k+1)+t2(k+1)＝ts，可以得到

t2(k+1)＝ts-t1(11)

图4为a相输出电压为e和-e时对应的电流通路，可以看出，当输出电压ua为e时，两种开关状态s7、s8可以分别用来减小和增大悬浮电容电压uaf，当输出电压ua为-e时，同样的有两种开关状态s4、s3可以分别减小和减增大悬浮电容电压uaf，因此可以据此来控制悬浮电容电压uaf。此时需要对控制中性点电压和悬浮电容电压进行解耦。

图5为解耦控制中性点电压及悬浮电容电压平衡流程框图。以a相为例，在式10中，vc2为直流侧下端电容电压，vc1为直流侧上端电容电压，为了保持中性点电压平衡，应当有vc2-vc1＝0。vfc为悬浮电容电压，为保持悬浮电容电压平衡，应当有vfc-udc/4＝0。δvfc为悬浮电容允许偏差的裕度。当悬浮电容电压的偏差超过允许的裕度范围δvfc时，应当优先控制悬浮电容电压平衡。当悬浮电容电压偏差在允许的裕度范围δvfc之内，则控制中性点电压平衡。

具体控制过程如下：当ua＝-3e时，选择开关状态s0；当ua＝-2e时，若siga≥0，选择开关状态s1，若siga<0，选择开关状态s2；当ua＝-e时，若siga≥0,则选择开关状态s4，若siga<0，则选择开关状态s3；当ua＝0时，若siga≥0，选择开关状态s5，若siga<0，选择开关状态s6；当ua＝e时，若siga≥0，选择开关状态s7，若siga<0，选择开关状态s8；当ua＝2e时，若siga≥0，选择开关状态s9，若siga<0，选择开关状态s10；当ua＝3e时，选择开关状态s11。

图6为七电平逆变器输出相电压波形。从电压波形中可以看出，每一相相电压均实现了七电平，幅值范围为-3e(-450v)到3e(450v)。

图7为七电平逆变器中性点电压波形。从电压波形中可以看出，中性点电压较好的控制在了0上下波动。图8为三相悬浮电容电压波形。从电压波形可以看出，悬浮电容电压uaf、ubf、ucf均控制在e(150v)左右。图9为七电平逆变器三相电流波形。从电流波形可以看出，输出电流的畸变较小。图10为七电平逆变器输出线电压波形。图11为七电平逆变器共模电压波形。从电压波形可以看出，共模电压很好的控制在了0左右。

实施例二

本实施例的目的是提供七电平逆变器的两段式模型预测控制方法，具体为，abc三相采样电流经clark变换，得到两相静止坐标系下的电流iα(k)和iβ(k)，abc三相网侧采样电压经坐标变换，得到两相静止坐标系下的电压值eα(k)和eβ(k)，经拉格朗日外推法得到电流iα(k+1)和iβ(k+1)，再经离散化后的模型预测控制公式可计算出下一时刻的参考电压值uα(k+1)和uβ(k+1)，经过价值函数g计算出g最小的两个电压矢量作为候选矢量，再根据中点电位平衡和悬浮电容电压平衡的要求来具体选择具体开关状态，最终作用到各个开关上，开关状态选择参见图5。

在空间电压矢量图中，只采用37个零共模电压矢量作为候选矢量，有效解决了共模电压问题。

以上实施例的装置中涉及的各步骤与方法实施例一相对应，具体实施方式可参见实施例一的相关说明部分。术语“计算机可读存储介质”应该理解为包括一个或多个指令集的单个介质或多个介质；还应当被理解为包括任何介质，所述任何介质能够存储、编码或承载用于由处理器执行的指令集并使处理器执行本公开中的任一方法。

本领域技术人员应该明白，上述本公开的各模块或各步骤可以用通用的计算机装置来实现，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。本公开不限制于任何特定的硬件和软件的结合。

以上所述仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。