一种用于燃料电池汽车的宽升降压范围的DC-DC变换器

一种用于燃料电池汽车的宽升降压范围的dc
‑
dc变换器
技术领域
1.本发明涉及变换器领域，特别是涉及一种用于燃料电池汽车的宽升降压范围的dc
‑
dc变换器。


背景技术：

2.燃油汽车的碳排放逐渐成为温室气体的重要来源，不仅造成了环境污染还面临严重的能源短缺问题。燃料电池副产物只有水。然而，燃料电池自身也存在一定缺陷，在使用时应当被着重考虑，如：燃料电池输出电压会随着输出电流的增大而快速下降；燃料电池对电流纹波比较敏感，较大的电流纹波会对燃料电池寿命造成影响；大功率燃料电池汽车母线电压范围与燃料电池输出电压范围互有交集，会出现输入输出电压相等的“电压窗口”。因此，为了给燃料电池汽车的驱动电机提供稳定的直流母线电压，需要宽电压输入范围、低输入电流纹波的宽范围升降压 dc
‑
dc变换器。
3.隔离式的升降压dc
‑
dc变换器可以容易的通过改变变压器线圈匝数实现宽范围升降压，然而耦合机构漏感产生的能量会产生高电压应力并增大开关损耗，同时引发额外的电磁干扰。因此，非隔离的升降压变换器往往具有更高效率、功率密度和更低成本。传统的非隔离升降压变换器有buck
‑
boost、cuk、sepic和zeta，其中buck
‑
boost和cuk输入输出均为不共地的反极性结构，会引发额外的电磁干扰；zeta电路的输入电流是脉动的，带来较大的输入电流纹波会降低燃料电池的寿命；sepic虽然具有连续输入电流且为同极性输入输出，实际中的升降压范围会由于寄生元件的存在受到限制，通常只有0.25～4倍。虽然通过对传统变换器的级联和混合能够一定程度拓宽升降压范围，但会造成电路复杂，变换器体积大，高成本和低效率的问题也随之出现。


技术实现要素：

4.为了解决上述问题，本发明提供了一种用于燃料电池汽车的宽升降压范围的dc
‑
dc变换器，具有宽电压输入范围、连续输入电流、宽升降压范围、输入输出端共地和器件个数少等优点。
5.本发明的一种用于燃料电池汽车的宽升降压范围的dc
‑
dc变换器，所述变换器前端连接燃料电池，变换器的后级输出端连接负载r
l
，包括电感l1、电感l2、电容c1、电容c2、开关管q1、开关管q2、二极管d1、二极管d2；
6.电容c1的正极端通过电感l1连接燃料电池的正极，电容c1的负极连接开关管q2的源极，开关管q2的漏极连接二极管d2的正极，二极管的d2的负极通过负载r
l
连接燃料电池的负极，所述开关管q1的源极和漏极分别连接燃料电池的负极端和电容c1的正极端，电感 l2的两端分别连接开关管q2的漏极和燃料电池的负极，电容c2的正极端连接二极管d2的负极端，电容c2的负极端连接燃料电池的负极端。
7.优选的，所述燃料电池的负极端、二极管d1的负极、开关q1的源级、电感l2的一端、电容c2的负极和负载r
l
的负极共地。
8.优选的，所述用于燃料电池汽车的宽升降压范围的dc
‑
dc变换器具有第一工作模态和第二工作模态。
9.优选的，所述第一工作模态为：开关管q1和开关管q2同时开通，燃料电池通过开关管 q1为电感l1充电，电容c1通过开关管q1和开关管q2为电感l2充电，电容c2向负载r
l
放电。
10.优选的，所述第二工作模态为：开关管q1和开关管q2同时关断，燃料电池串联电感l1通过二极管d1向电容c1充电，电感l2通过二极管d2向电容c2充电，同时向负载r
l
放电。
11.优选的，开关管q1、二极管d1和电容c1、开关管q2、电容c2和二极管d2的电压应力为：
[0012][0013]
其中，d为占空比，u
o
为输出电压。
[0014]
优选的，所述用于燃料电池汽车的宽升降压范围的dc
‑
dc变换器的电压转换比m为：
[0015][0016]
其中，d为占空比。
[0017]
如上所述，本发明提供的一种用于燃料电池汽车的宽升降压范围的dc
‑
dc变换器，具有如下效果：
[0018]
1.本发明的dc
‑
dc变换器能够工作于升压与降压与两种状态，兼顾宽升压范围与宽降压范围，可以满足汽车燃料电池汽车较宽的升降压范围的要求。
[0019]
2.本技术的变换器中电感l1与燃料电池正极始终相连，具有连续的输入电流，能够降低纹波对燃料电池寿命的影响。
[0020]
3.本技术的的变换器中只有2个电感、2个电容、2个开关管和2个二极管，避免了电路的复杂性，降低了变换器成本。
[0021]
4.本技术的变换器的输入端和输出端之间为共地的正极性结构，避免了一些安全问题、电磁兼容问题，降低了控制电路的采样难度。
[0022]
综上可见，本发明的宽范围升降压dc
‑
dc变换器拓扑十分适用于燃料电池汽车，具有实用性与优越性。
附图说明
[0023]
图1为本发明具体实施例的燃料电池汽车用宽范围升降压dc
‑
dc变换器拓扑示意图；
[0024]
图2为本发明具体实施例的变换器中2个开关管的调制策略图；
[0025]
图3为本发明具体实施例的变换器工作在第一工作模态时的等效电路示意图；
[0026]
图4为本发明具体实施例的变换器工作在第二工作模态时的等效电路示意图；
[0027]
图5为本发明具体实施例的变换器的理论升降压范围图；
[0028]
图6为本发明具体实施例的变换器的电感电流波形图；
[0029]
图7为本发明具体实施例在样机升压测试时驱动电压u
gs
、输出电压u
o
、电感电流i
l1
、 i
l2
波形图；
[0030]
图8为本发明具体实施例在样机升压测试时驱动电压u
gs
、开关管电压u
q1
、u
q2
波形图；
[0031]
图9为本发明具体实施例在样机升压测试时驱动电压u
gs
、二极管电压u
d1
、u
d2
波形图；
[0032]
图10为本发明具体实施例在样机升压测试时驱动电压u
gs
、电容电压u
c1
、u
c2
波形图；
[0033]
图11为本发明具体实施例在样机降压测试时驱动电压u
gs
、输出电压u
o
、电感电流i
l1
、 i
l2
波形图；
[0034]
图12为本发明具体实施例在样机降压测试时驱动电压u
gs
、开关管电压u
q1
、u
q2
波形图；
[0035]
图13为本发明具体实施例在样机降压测试时驱动电压u
gs
、二极管电压u
d1
、u
d2
波形图；
[0036]
图14为本发明具体实施例在样机降压测试时驱动电压u
gs
、电容电压u
c1
、u
c2
波形图。
[0037]
附图中符号说明：
[0038]
u
c
为单极性调制载波信号；
[0039]
u
r
为单极性调制调制波信号；
[0040]
v
g1,2
为开关管q1和开关管q2的pwm驱动信号；
[0041]
t为开关管q1和开关管q2的开关周期；
[0042]
d为开关管q1和开关管q2的pwm驱动信号v
g1,2
的占空比；
[0043]
m为变换器的理论升降压范围；
[0044]
i
l1
为流过电感l1的电流；
[0045]
i
l2
为流过电感l2的电流；
[0046]
i
in
为所述变换器的输入电流；
[0047]
n为周期个数。
具体实施方式
[0048]
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
[0049]
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
[0050]
如图1所示，本发明的一种用于燃料电池汽车的宽升降压范围的dc
‑
dc变换器，包
括电感l1、电感l2、电容c1、电容c2、开关管q1、开关管q2、二极管d1、二极管d2，所述变换器前端连接燃料电池u
in
，变换器的后级输出端连接负载r
l
；
[0051]
电容c1的正极端通过电感l1连接燃料电池u
in
的正极，电容c1的负极连接开关管q2的源极，开关管q2的漏极连接二极管d2的正极，二极管的d2的负极通过负载r
l
连接燃料电池u
in
的负极，所述开关管q1的源极和漏极分别连接燃料电池u
in
的负极端和电容c1的正极端，电感l2的两端分别连接开关管q2的漏极和燃料电池u
in
的负极，电容c2的正极端连接二极管d2的负极端，电容c2的负极端连接燃料电池u
in
的负极端。
[0052]
为了解决现有技术中的dc
‑
dc升降压变换器拓扑的输入与输出端不共地，导致采样电路设计困难，使变换器输入与输出端产生高频脉冲电压，造成严重的安全隐患与电磁干扰，从而使变换器的可靠性降低，导致整车的安全性下降的问题，所述燃料电池u
in
的负极端、二极管d1的负极、开关q1的源级、电感l2的一端、电容c2的负极和负载r
l
的负极共地，有效的避免额外电磁干扰，提高了安全性。
[0053]
本实施例中变换器中2个开关管的调制策略如附图2所示，本实施例所述的开关管q1和开关管q2同时开通和关断，开关管q1和开关管q2采用同一个pwm驱动信号v
g1,2
。
[0054]
本实施例的dc
‑
dc变换器具有第一工作模态和第二工作模态；
[0055]
如图3所示，所述第一工作模态为：开关管q1和开关管q2同时开通，燃料电池通过开关管q1为电感l1充电，电容c1通过开关管q1和开关管q2为电感l2充电，电容c2向负载 r
l
放电，维持输出电压u
o
；
[0056]
如图4所示，所述第二工作模态为：开关管q1和开关管q2同时关断，燃料电池串联电感l1通过二极管d1向电容c1充电，电感l2通过二极管d2向电容c2充电，同时向负载r
l
提供能量。
[0057]
本实施例中的dc
‑
dc变换器中，设定c1、c2两端的电压分别为u
c1
、u
c2
；l1，l2两端的电压在q1、q2开通时分别为u
l1on
、u
l2on
；l1，l2两端的电压在q1、q2关断时分别为u
l1off
、 u
l2off
。为了便于分析，本实施例中电感、电容、二极管和开关管均为理想元件，假设电容和电感都足够大，忽略二极管正向导通压降和开关管导通电阻，忽略电路的杂散参数。
[0058]
根据图3和图4，结合基尔霍夫电压定律(kvl)，开关导通和关断时分别可以得到等式 (1)和等式(2)：
[0059]
s＝1：
[0060][0061]
s＝0：
[0062][0063]
将伏秒平衡原理应用于连续电流模式下的电感l1和l2，可以获得等式(3)：
[0064]
[0065]
根据等式(1)、(2)和(3)，可以得到等式(4)：
[0066][0067]
因此，所提出的改进sepic变换器的电压转换比m如等式(5)所示。
[0068][0069]
其中，d为开关管q1和开关管q2的pwm驱动信号v
g1,2
的占空比。由公式(5)可知，当d>0.382时，改进的sepic变换器实现升压；当d<0.382时，变换器实现降压，升压、降压范围均较宽。
[0070]
联立公式(1)、(2)和(3)，可得到变换器中开关管q1、开关管q2、二极管d1、二极管d2、电容c1和电容c2的电压应力关系如下。
[0071][0072]
式中，u
q1
、u
q2
分别为开关管q1、q2的电压应力；u
d1
、u
d2
分别为二极管d1、d2的电压应力；开关管q1、二极管d1和电容c1的电压应力相同；开关管q2和电容c2的电压应力相同。
[0073]
通过电压应力关系可知，开关管q2和电容c2的电压应力保持恒定，为输出电压u
o
；当本实施例的变换器工作于升压模式时，占空比d越大，开关管q1、二极管d1和电容c1的电压应力越小，其最大值不会超过1.62倍的u
o
；二极管d2的电压应力与传统sepic中二极管的电压应力相同，值大于u
o
，但随着d的增大，其值趋于u
o
，因此升压时不会产生过高电压应力。当本实施例的变换器工作于降压模式时，输出电压u
o
与开关管q1、二极管d1、二极管d2和电容c1的电压应力反比，但由于此时输出电压u
o
较小，也不会产生高电压应力。
[0074]
本实施例中，设输出电流为i
o
，流过l1、l2的电流为i
l1
和i
l2
；开关导通时，流过c1、 c2的电流分别为i
c1on
和i
c2on
；开关断开时，流过c1、c2的电流分别为i
c1off
和i
c2off
，根据基尔霍夫电流定律(kcl)，结合图3和图4，可以得到如下等式(6)、(7)：
[0075]
s＝1：
[0076][0077]
s＝0：
[0078][0079]
将安秒平衡原理应用于连续电流模式下的电容c1和c2，可以获得等式(8)：
[0080][0081]
理想状态下输入功率与输出功率相等，即：u
in
×
i
in
＝u
o
×
i
o
，输出电流i
o
与输入电流平均值i
in
之间的关系如等式(9)所示：
[0082][0083]
由公式(6)～(9)可以得到电感平均电流和电容分别在开关状态的平均电流，如等式(10) ～(12)所示：
[0084][0085][0086][0087]
本实施例定义器件导通时流过的电流平均值为其电流应力，根据本实施例的两种工作状态分析及等式(10)～(12)所示的平均电流，各功率器件的电流应力如表1所示。
[0088]
表1功率器件的电流应力
[0089][0090]
由表1可知，本实施例的开关管q2与二极管d2的电流应力与传统sepic中的开关器件的电流应力形同，当功率恒定时，输出电压u
o
越大，输出电流i
o
越小，因此在高升压状态下，不会出现过高电流应力。
[0091]
在本实施例中，假设电感中允许的最大电流纹波为δi
l
，根据等式(13)可计算电感电流纹波，其中，di
l
＝δi
l
，dt＝d
×
t
s
＝d/f
s
，u
l
为电感充电时所承受的电压。
[0092][0093]
电感l1和l2的电流纹波如(14)所示：
[0094][0095]
由式(14)可见，本实施例的变换器具有较低的输入电流纹波。
[0096]
综上可知，本技术相对于现有技术更能够满足燃料电池的正极性输出且输入电流非脉动的要求，更加适合于燃料电池汽车。
[0097]
为了进一步验证本实施例所提出的dc
‑
dc变换器的有效性，本实施例搭建了一台200w 的实验样机进行验证，主控制器采用dsp28335，电压采样电路采用霍尔传感器，驱动电路采用tlp350实现电气隔离，系统采用输出电压负反馈进行闭环控制。样机额定输入电压 40v～300v，额定输出电压200v，额定负载电阻为200ω，开关频率为40khz。当样机输入电压为40v时，输出电压参考值设定为200v，电压转换比为5，变换器工作于升压状态，所测量的波形如附图7至图10所示。由附图7可知，变换器的开关频为40khz，占空比约为0.64。系统稳定后变换器输出电压u
o
稳定在200v。从附图8至附图10可知，所有器件的实测电压应力为：u
q1
＝110v、u
q2
＝200v、u
d1
＝110v、u
d2
＝310v、u
c1
＝110v、u
c2
＝200v，与本实施例得到的电压应力的理论计算结果基本一致。
[0098]
当样机输入电压为300v时，输出电压参考值设定为200v，电压转换比为2/3，变换器工作于降压状态，所测量的波形如附图11至附图14所示。由附图11可知，变换器的开关频率为40khz，占空比约为0.32。系统稳定后变换器输出电压u
o
稳定在200v。从附图12至附图14可知，所有器件的实测电压应力为：u
q1
＝435v、u
q2
＝200v、u
d1
＝435v、u
d2
＝630v、 u
c1
＝435v、u
c2
＝200v，与本实施例得到的电压应力的理论计算结果基本一致。通过实验结果进一步验证了本实施例的变换器拓扑结构的正确性和闭环控制系统的稳定性以及具有较宽的升降压范围的效果。
[0099]
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。