自动调谐的同步整流器控制器的制作方法

自动调谐的同步整流器控制器
1.相关申请
2.本技术要求于2020年3月6日申请且标题为“自动调谐的同步整流器控制器(auto-tuned synchronous rectifier controller)”的美国非临时专利申请号16/811,827的优先权，所述申请的全部内容出于所有目的并入本文。


背景技术：

3.开关模式电源(smps)(“功率转换器”)广泛用于消费、工业和医疗应用中，以便为负载提供经良好调节的功率，同时维持高功率处理效率、严格的输出电压调节，并且减少传导和辐射电磁干扰(emi)。
4.一些功率转换器(诸如反激式转换器)包括将功率转换器的初级侧与功率转换器的次级侧电流隔离的变压器。在这类功率转换器中，功率转换器的初级侧开关控制流过变压器的初级侧绕组的电流流动以对变压器的磁化电感充电。功率转换器的次级侧上的同步整流器开关(例如，二极管或主动控制的开关)控制来自变压器的次级侧绕组的电流流动以释放存储在变压器的磁化电感中的能量，从而将功率传输到功率转换器的负载。
5.初级侧开关中的一些功率损耗与横跨初级侧开关的电压和当初级侧开关转变为接通状态时流过初级侧开关的电流有关。可通过在初级侧开关接通之前使横跨初级侧开关的电压最小化来提高功率转换器的功率处理效率。


技术实现要素：

6.在一些实施方案中，一种设备包括高通滤波器电路，所述高通滤波器电路被配置来从在功率转换器的次级侧处的同步整流器开关的漏极节点接收漏极-源极电压，并且使用所接收漏极-源极电压来生成经滤波漏极-源极电压。所述设备的电流比较电路被配置来接收指示流过同步整流器开关的电流的电流，并且使用所接收电流来生成电流比较信号。所述设备的自动调谐控制器被配置来在使用电流比较信号确定同步整流器开关的体二极管导通时接通同步整流器开关，在使用电流比较信号确定流过同步整流器开关的电流已改变方向时开始自动调谐的延迟，在自动调谐的延迟到期时关断同步整流器开关，并且在检测时间窗口期间基于经滤波漏极-源极电压来更新自动调谐的延迟的持续时间。
7.在一些实施方案中，一种方法涉及在高通滤波器电路处从在功率转换器的次级侧处的同步整流器开关的漏极节点接收漏极-源极电压。由高通滤波器电路使用所接收漏极-源极电压生成经滤波漏极-源极电压。在电流比较电路处接收指示流过同步整流器开关的电流的电流。由电流比较电路使用所接收电流生成电流比较信号。在由自动调谐控制器使用电流比较信号确定同步整流器开关的体二极管导通已发生时，接通同步整流器开关。当使用电流比较信号确定流过同步整流器开关的电流已改变方向时，由自动调谐控制器开始自动调谐的延迟。当自动调谐的延迟到期时，关断同步整流器开关，并且在检测时间窗口期间由自动调谐控制器基于经滤波漏极-源极电压来更新自动调谐的延迟的持续时间。
附图说明
8.图1是根据一些实施方案的功率转换器的简化电路示意图。
9.图2展示根据一些实施方案的与图1所示的功率转换器的操作有关的信号的简化曲线图。
10.图3是根据一些实施方案的用于图1所示的功率转换器中的同步整流器控制器的简化电路示意图。
11.图4是根据一些实施方案的用于图3所示的同步整流器控制器的操作的示例性过程的一部分。
12.图5a至图5b展示根据一些实施方案的与图1所示的功率转换器的操作有关的信号的简化曲线图。
13.图6是根据一些实施方案的用于图3所示的同步整流器控制器的操作的图4的示例性过程的一部分。
14.图7a至图7b展示根据一些实施方案的与图1所示的功率转换器的操作有关的信号的简化曲线图。
具体实施方式
15.根据一些实施方案，在功率转换器的次级侧上的同步整流器控制器自动调谐在功率转换器的初级侧开关处形成负磁化电感电流的持续时间，从而释放由初级侧开关的寄生电容存储的能量以降低初级侧开关的漏极-源极电压。此后，初级侧开关转变为接通状态，所述接通状态具有横跨初级侧开关形成的零电压或接近零的电压，从而有利地降低功率转换器的开关损耗。
16.功率转换器(诸如反激式转换器)通常包括将功率转换器的初级侧与功率转换器的次级侧电流隔离的变压器。在这些功率转换器中，功率转换器的初级侧开关控制流过变压器的初级侧绕组的电流流动以对变压器的磁化电感充电。功率转换器的次级侧上的同步整流器开关控制来自变压器的次级侧绕组的输出电流流动，以释放存储在变压器的磁化电感中的能量，从而将功率传输到功率转换器的负载。一般来说，在初级侧开关处于接通状态的时间段期间，同步整流器开关处于关断状态，并且在初级侧开关处于关断状态的时间的一部分内，同步整流器开关通常处于接通状态。
17.在同步整流器开关处于接通状态的时间段期间，来自次级绕组的输出电流流向功率转换器的输出端。对应于输出电流的流动，变压器的磁化电感电流随着存储在磁化电感中的能量被释放而减小到零。如果在磁化电感电流达到零之后，同步整流器开关保持在接通状态，则磁化电感电流变为负，此时磁化电感电流将开始对初级侧开关的带电寄生输出电容coss放电。随着初级侧开关的输出电容被放电，初级侧开关的漏极-源极电压降低。通过控制负磁化电感电流在同步整流器开关转变为关断状态之前流过初级绕组的时间，初级侧开关可有利地达到零伏特开关(zvs)或接近zvs。与未实施zvs或接近zvs的功率转换器相比，通过利用初级侧开关的zvs或接近zvs，初级侧开关的开关损耗得以降低，并且功率转换器的功率处理效率得以提高。
18.如本文所公开，同步整流器控制器有利地自动调谐在磁化电感电流已转变为负电流流动之后同步整流器开关保持在接通状态的持续时间，以控制初级侧开关的输出电容
coss的放电量，而无需有关变压器的电感的先验信息，无需初级侧的电压或电流测量结果，并且无需从功率转换器的初级侧控制器接收控制信号。因为同步整流器控制器有利地与功率转换器的初级侧通信隔离，所以功率转换器的设计得以简化，并且现有的功率转换器设计可利用本文公开的同步整流器控制器，而无需对初级侧控制器进行更改。
19.另外，与常规解决方案相比，本文公开的一些实施方案有利地在漏极-源极电压达到零伏特之前将初级侧开关转变为接通状态，从而实现初级侧开关的接近零伏特的开关。通过利用接近zvs开关，这类实施方案有利地减轻透过初级侧开关形成负电流的风险，从而降低损坏初级侧开关的风险。
20.图1是根据一些实施方案的反激式功率转换器(“功率转换器”)100的简化电路示意图。功率转换器100的一些元件已从图1中省略以简化功率转换器100的描述，但应当理解为存在。一般来说，功率转换器100包括被配置来接收输入电压vin'的初级侧(即，输入端)和被配置来使用输入电压vin'在节点124处提供输出电压vout的次级侧(即，输出端)。初级侧由变压器102耦合到次级侧。变压器102将功率从功率转换器100的初级侧传输到功率转换器100的次级侧，并且通常包括初级绕组104和次级绕组106。功率转换器100的初级侧通常包括变压器102的初级绕组104、输入电压滤波器块115、整流器块116(在ac输入的情况下)、输入电压缓冲电容器c1、直接电连接到初级绕组104的节点110的初级侧开关m1，和功率转换器控制器(“控制器”)118。变压器102的磁化电感lm被示出为绕组105。补偿器117是从功率转换器100的次级侧到功率转换器100的初级侧的控制/反馈路径的一部分，并且因此是初级侧和次级侧两者的一部分。功率转换器100的次级侧通常包括变压器102的次级绕组106、输出缓冲电路112、具有体二极管的同步整流器开关m2和同步整流器控制器120。同步整流器开关m2在节点121处直接电连接到次级绕组106。如图所示，功率转换器100的输出被配置成连接到负载r
l
。通过补偿器117的反馈路径将基于输出电压vout的测量结果提供给控制器118。还展示了节点107、111、122和123。与图1所示的功率转换器100的操作有关的信号包括初级侧开关控制信号gate
m1
、功率转换器反馈信号fb、输入电压vin'、节点111处的经缓冲、经滤波或以其他方式调节的输入电压vin、磁化电感电流i
lm
、初级侧开关电流i
m1
、在初级侧开关m1的漏极节点处(在节点110处)的漏极-源极电压v
m1
、功率转换器100的输出电流iout、同步整流器开关控制信号gate
m2
、在同步整流器开关m2的漏极节点处的同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
、通过同步整流器开关m2的同步整流器开关电流i
sr
，和指示同步整流器开关电流i
sr
的所接收、经指示或经取样的同步整流器开关电流i
m2
。
21.电压vin'在功率转换器100处被接收为交流(ac)或直流(dc)电压。输入电压滤波器块115、整流器块116和输入缓冲电容器c1在节点111处将经滤波、经缓冲、经整流或以其他方式调节的输入电压vin提供给变压器102。初级绕组104在节点111处接收输入电压vin。初级绕组104直接串联电连接到初级侧开关m1的漏极节点，并且初级侧开关m1的源极节点电耦合到电压偏置节点(诸如接地)。初级侧开关m1在栅极节点处由控制器118所生成的初级侧开关控制信号gate
m1
(例如，脉冲宽度调制(pwm)信号)控制。初级侧开关m1响应于初级侧开关控制信号gate
m1
控制流过初级绕组104的电流i
m1
以在功率转换器100的开关周期的第一部分期间(即，在初级侧开关m1的接通时间期间)对变压器102的磁化电感l
m 105(如磁化电感电流i
lm
所示出)充电。同步整流器开关m2控制流过次级绕组106的电流流动，以在开关周期的后续部分期间(即，在初级侧开关m1的关断时间期间)将由变压器102存储的能量
释放到输出缓冲电路112和负载r
l
中。
22.详细来说，当在开关周期的第一部分期间由控制器118启用初级侧开关m1时，电流流过初级绕组104到达电压偏置节点。流过初级绕组104的电流流动致使能量存储在变压器102的磁化电感l
m 105和漏电感l
l
(未展示)中。当在开关周期的后续部分中禁用初级侧开关m1时，在输出缓冲电路112处生成输出电压vout，并且将其提供给负载r
l
。补偿器117在节点107处接收生成的输出电压vout，并且使用所述输出电压vout来生成反馈信号fb，所述反馈信号fb用于调整初级侧开关m1的接通时间。
23.同步整流器开关m2在功率转换器100的次级侧上提供整流。当初级侧开关m1处于接通状态时，同步整流器开关m2处于关断状态。在初级侧开关m1转变为关断状态之后，同步整流器开关m2转变为接通状态。在同步整流器开关m2处于接通状态的时间段期间，输出电流iout从次级绕组106流到输出缓冲电路112和负载r
l
。对应于输出电流iout的流动，同步整流器开关电流i
sr
流过同步整流器开关m2。随着输出电流iout从次级绕组106流出，磁化电感电流i
lm
流动减小到零。如果在磁化电感电流i
lm
达到零之后同步整流器开关m2保持在接通状态，则磁化电感电流i
lm
变为负，此时磁化电感电流i
lm
将开始对初级侧开关m1的带电寄生输出电容coss放电。随着初级侧开关m1的输出电容coss被放电，初级侧开关m1的漏极-源极电压v
m1
降低。因此，通过控制负磁化电感电流i
lm
在同步整流器开关m2转变为关断状态之前流过初级绕组104的时间，当漏极-源极电压v
m1
为零伏特或接近零伏特时，初级侧开关m1可被有利地转变为接通状态，从而实现初级侧开关m1的零伏特开关(zvs)或接近zvs。与未实施zvs或接近zvs的功率转换器相比，通过使用初级侧开关m1的zvs或接近zvs，初级侧开关m1的开关损耗得以降低，并且功率转换器100的功率处理效率得以提高。
24.与常规解决方案相比，本文公开的一些实施方案有利地在漏极-源极电压v
m1
达到零伏特之前将初级侧开关m1转变为接通状态，从而实现初级侧开关m1的接近零伏特的开关。通过利用接近zvs的开关，这类实施方案有利地减轻透过初级侧开关m1形成负电流的风险，与常规解决方案相比，这降低了损坏初级侧开关m1的风险。另外，如本文所公开，同步整流器控制器120有利地自动调谐在磁化电感电流i
lm
已转变为负电流流动之后同步整流器开关m2保持在接通状态的持续时间，以控制初级侧开关m1的输出电容coss的放电量。
25.如图所示，同步整流器控制器120与包括控制器118和初级侧开关m1的功率转换器100的初级侧通信地隔离。因为同步整流器控制器120与功率转换器100的初级侧通信地隔离，所以同步整流器控制器120不从功率转换器100的初级侧接收定时信号、控制信号、电压指示或电流指示。因此，如本文所公开，同步整流器控制器120有利地不使用初级侧测量结果或初级侧控制信号来执行同步开关m2的自动调谐。
26.图2展示根据一些实施方案的在时间t期间的取样周期内与图1所示的功率转换器100的操作有关的信号的简化曲线图200。曲线图202包括初级侧开关m1在时间t内的漏极-源极电压v
m1 203的曲线图和第一感兴趣区域204。曲线图205包括在时间t内初级侧开关控制信号gate
m1 206的曲线图和同步整流器开关控制信号gate
m2 207的曲线图。曲线图208包括在时间t内初级侧开关电流i
m1 209的曲线图和磁化电感电流i
lm 210的曲线图。曲线图212包括在时间t内的同步整流器开关电流i
sr 213的曲线图和第二感兴趣区域214。还展示了自动调谐的延迟t
延迟
215的示例性持续时间和负磁化电感电流216的持续时间。
27.在曲线图200的最左端所示的取样周期开始时，初级侧开关m1处于接通状态，如初
级侧开关控制信号gate
m1 206的有效电平所示出。同时，同步整流器开关m2处于关断状态，如同步整流器开关控制信号gate
m2 207的无效电平所示出。在初级侧开关m1接通且同步整流器开关m2关断的时间期间，初级侧开关电流i
m1 209和磁化电感电流i
lm 210随着变压器102的磁化电感l
m 105被充电而增加。当初级侧开关控制信号gate
m1 206无效时，初级侧开关m1转变为关断状态，并且初级侧开关电流i
m1 209迅速降到零。此后不久，同步整流器开关m2的体二极管导通发生，如第二感兴趣区域214所示出。当由同步整流器控制器120检测到同步整流器开关m2的体二极管导通正在发生或已发生时，同步整流器控制器120将同步整流器开关m2转变为导通状态，如曲线图205所示。因此，随着存储在变压器102的磁化电感l
m 105中的能量被释放到负载r
l
中，同步整流器开关电流i
sr 213升高且磁化电感电流i
lm 210减小。在同步整流器开关m2保持在接通状态的时间段期间，磁化电感电流i
lm 210继续减小。在区域216内，磁化电感电流i
lm 210和同步整流器开关电流i
sr
213两者均变为负。当同步整流器开关电流i
sr 213转变为负电流(即，改变方向)时，自动调谐的延迟t
延迟
215由同步整流器控制器120开始。在磁化电感电流i
lm 210为负的时间期间，如区域216所示出，由初级侧开关m1的寄生电容coss存储的电荷被放电。如在第一感兴趣区域204处所示出，对初级侧开关m1的寄生电容coss进行放电最终减小初级侧开关m1的漏极-源极电压v
m1 203。在自动调谐的延迟t
延迟
215到期之后，同步整流器开关m2被转变为关断状态。此后，初级侧开关m1被转变回到接通状态。因此，通过有利地控制自动调谐的延迟t
延迟
215的持续时间、负磁化电感电流i
lm 210的对应强制持续时间(在区域216内)释放由初级侧开关m1的寄生电容coss存储的能量。释放由初级侧开关m1的寄生电容coss存储的能量在初级侧开关m1转变为接通状态之前，将初级侧开关m1的漏极-源极电压v
m1 203降低到零或接近零(即，大于零伏特的值)，如第一感兴趣区域204处所示出。
28.如果自动调谐的延迟t
延迟
215的持续时间比最佳值短，则当漏极-源极电压v
m1 203仍然实质上大于零时，初级侧开关m1可能转变为接通状态，从而导致降低功率转换器100的功率处理效率的开关损耗。然而，如果自动调谐的延迟t
延迟
215的持续时间太长，则可能透过初级侧开关形成负电流，这可能潜在地损坏初级侧开关m1。因此，如本文所公开，同步整流器控制器120有利地自动调谐经自动调谐的延迟t
延迟
215的持续时间以实现最佳持续时间。
29.图3是根据一些实施方案的提供功率转换器100的同步整流器控制器120的细节的简化电路示意图。同步整流器控制器120的一些元件已从图3中省略以简化同步整流器控制器120的描述，但应当理解为存在。一般来说，同步整流器控制器120包括自动调谐控制器302，所述自动调谐控制器302通常包括延迟模块304和其他模块306(例如，定时和控制逻辑、计数器电路、通用处理器、可编程逻辑电路、查找表和/或其他电路)、高通滤波器电路308、电流比较电路310、电压比较电路312和栅极驱动器电路314。还展示了先前参考图1描述的节点121、122和123。在一些实施方案中，部件308、310、312和/或314中的一个或多个的全部或一部分位于实施同步整流器控制器120的集成电路外部。
30.与同步整流器控制器120的操作有关的信号包括在节点122处的经取样同步整流器开关电流i
m2
、在节点121处的同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
、在节点123处的同步整流器开关控制信号gate
m2
、在电流比较电路310的非反相节点处的电流阈值i
swth
、在电压比较电路312的反相节点处的电压阈值v
swth
、由高通滤波器电路308产生的经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf
、由电流比较电路310产生的电流比较信号c
电流检测
、由电压比较电路312产生的
电压比较信号c
incdelay
和由自动调谐控制器302产生的栅极控制信号c
栅极
。
31.在一些实施方案中，在电流比较电路310的反相输入处接收的经取样同步整流器开关电流i
m2
等于同步整流器开关电流i
sr
。在其他实施方案中，经取样同步整流器开关电流i
m2
与同步整流器开关电流i
sr
成比例。在又其他实施方案中，经取样同步整流器开关电流i
m2
是指示同步整流器开关电流i
sr
的信号(例如，电压或数字信号)。电流阈值i
swth
是用于与经取样同步整流器开关电流i
m2
进行比较的适当信号。在一些实施方案中，电流阈值i
swth
等于零安培、与零安培成比例或代表零安培。
32.高通滤波器电路308是被配置来接收同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
或指示同步整流器开关漏极-源极v
m2
的信号(例如，数字信号，或比例信号)的模拟或数字滤波器电路。高通滤波器电路308可操作以实质上衰减小于非零频率截止值(例如，5mhz)的同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
的频率分量，并且传递大于非零频率截止值的同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
的频率分量。因此，在电压比较电路312的非反相输入处接收的经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf
信号代表频率高于非零频率截止值的同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
的频率分量(即，瞬时电压分量)。
33.在一些实施方案中，用于与经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf
信号进行比较的电压阈值v
swth
的值是基于如在次级侧上所见的期望的接近zvs谷值电压选择，即，其中n是初级与次级变压器的匝数比。在一些实施方案中，电压阈值v
swth
等于2至5伏特，这等效于10至30v的谷值电压。
34.在一些实施方案中，由自动调谐控制器302产生的栅极控制信号c
栅极
是被配置来控制栅极驱动器电路314的输出的数字信号。栅极驱动器电路314对栅极控制信号c
栅极
进行电平移位、缓冲、放大或以其他方式调节，以生成同步整流器开关控制信号gate
m2
。
35.根据一些实施方案，同步整流器控制器120的操作由图4所示的示例性过程400在较高水平上描述。仅出于说明和解释目的，在图4中展示特定步骤、步骤的顺序和步骤的组合。其他实施方案可实施不同的特定步骤、步骤的顺序和步骤的组合，以实现相似的功能或结果。参考图1的功率转换器100、图2的曲线图200的相关信号和图3所示的同步整流器控制器120的细节描述图4的步骤。
36.在步骤401处，作为过程400的初始开始条件，同步整流器开关m2处于关断状态，并且初级侧开关m1已从接通状态转变为关断状态。在步骤402处，例如使用电流比较电路310确定是否检测或已检测到同步整流器开关m2的体二极管导通。例如，如果由于同步整流器开关m2的体二极管导通，同步整流器开关电流i
sr
从非零或零电流电平转变为负电流电平，如图2中的第一感兴趣区域214处所示，则经取样同步整流器开关电流i
m2
将对应地达到小于电流阈值i
swth
的值。
37.如果在步骤402处未确定检测或已检测到同步整流器开关m2的体二极管导通，则过程400的流程保持在步骤402。然而，在确定经取样同步整流器开关电流i
m2
小于电流阈值i
swth
时，电流比较电路310生成有效电流比较信号c
电流检测
。当同步整流器开关m2处于关断状态时，在自动调谐控制器302处接收到有效电流比较信号c
电流检测
时，在步骤402处确定同步整流器开关m2的体二极管导通已发生且流程继续进行到步骤404。
38.在步骤404处，通过将有效栅极控制信号c
栅极
传输到栅极驱动器电路314，自动调谐
控制器302将同步整流器开关m2转变为接通状态。在接收到有效栅极控制信号c
栅极
时，栅极驱动器电路314将经电平移位、经缓冲、经放大或以其他方式调节的同步整流器栅极控制信号gate
m2
传输到同步整流器开关m2的栅极节点，以将同步整流器开关m2转变为接通状态。
39.在同步整流器开关m2处于接通状态的时间期间，初级侧开关m1保持在关断状态，并且存储在变压器102的磁化电感l
m 105中的能量被释放(如曲线图208中所示)。当输出电流iout从变压器102流到输出缓冲电路112和负载r
l
时，对应的同步整流器开关电流i
sr
流过同步整流器开关m2(如曲线图212中所示)，并且在电流比较电路310的反相节点处接收成比例、代表性或相同的经取样同步整流器开关电流i
m2
。
40.如在曲线图208和212中所示，磁化电感电流i
lm
和同步整流器开关电流i
sr
的振幅随着变压器102的磁化电感l
m 105被释放而各自降低到零，最终达到和越过在区域216的开始处为零的振幅，从而改变方向。在步骤406处，使用电流比较电路310确定同步整流器开关电流i
sr
是否已改变方向(即，具有负振幅)。如果在步骤406处未确定同步整流器开关电流i
sr
已改变方向，则过程400的流程保持在步骤406。然而，如果在步骤406处确定经取样同步整流器开关电流i
m2
小于电流阈值i
swth
，则电流比较电路310生成有效电流比较信号c
电流检测
。当同步整流器开关m2处于接通状态时，在接收到有效电流比较信号c
电流检测
时，过程400的流程继续进行到步骤408。
41.在步骤408处，自动调谐控制器302开始自动调谐的延迟(例如，图2所示的t
延迟
215)。在一些实施方案中，开始自动调谐的延迟t
延迟
涉及初始化自动调谐控制器302的延迟模块304中的一个或多个定时或延迟模块。在一些实施方案中，通过将延迟模块304中的一个延迟模块初始化为零来开始自动调谐的延迟t
延迟
，并且当延迟模块304中的所述延迟模块确定等于自动调谐的延迟t
延迟
的时间已过去时，自动调谐的延迟t
延迟
到期。在其他实施方案中，通过将延迟模块304中的一个延迟模块初始化为对应于自动调谐的延迟t
延迟
的值来开始自动调谐的延迟t
延迟
，并且当所述延迟模块确定等于自动调谐的延迟t
延迟
的时间已过去时，自动调谐的t
延迟
到期。
42.在自动调谐的延迟t
延迟
已开始之后且在自动调谐的延迟t
延迟
已到期之前，同步整流器开关m2保持在接通状态，并且强制负磁化电感电流i
lm
有利地释放由初级侧开关m1的寄生电容coss存储的能量，如在图2的代表自动调谐的延迟t
延迟
215的区域内所示。
43.在步骤410处，自动调谐控制器302确定(例如，使用延迟模块304)自动调谐的延迟t
延迟
是否已到期。如果在步骤410处未确定自动调谐的延迟t
延迟
已到期，则过程400的流程保持在步骤410，并且同步整流器开关m2保持在接通状态。如果在步骤410处由自动调谐控制器302确定自动调谐的延迟t
延迟
已到期，则流程继续进行到步骤412。在步骤412处，自动调谐控制器302将同步整流器开关m2转变为关断状态(例如，通过生成无效c
栅极
控制信号)。在步骤414处，通过增加、减少或维持由自动调谐的延迟t
延迟
指示的延迟持续时间来更新(即，“调谐”)自动调谐的延迟t
延迟
。
44.一般来说，在同步整流器开关m2转变为关断状态之后，基于同步整流器开关m2的漏极-源极电压v
m2
的变化率来更新自动调谐的延迟t
延迟
。如前所述，漏极-源极电压v
m2
的瞬时电压分量由经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf
指示。如果在同步整流器开关m2转变为关断状态之后，漏极-源极电压v
m2
的瞬时电压分量迅速增加到峰值，则增加由自动调谐的延迟t
延迟
指示的延迟的持续时间，以便增加负磁化电感电流i
lm
，从而增加在下一个开关周期期间
从初级侧开关m1的寄生电容coss释放的能量的量。相反，如果在同步整流器开关m2转变为关断状态之后，漏极-源极电压v
m2
的瞬时电压分量缓慢增加到峰值，则减少由自动调谐的延迟t
延迟
指示的延迟的持续时间。通过减少由自动调谐的延迟t
延迟
指示的延迟的持续时间，对应地减少负磁化电感电流i
lm
的持续时间，从而减少从初级侧开关m1的寄生电容coss释放的能量的量，使得寄生电容coss的最大放电量小于全放电量(例如，以防止发生流过初级侧开关m1的潜在有害的负电流)。因此，同步整流器控制器120有利地确定强制磁化电感电流i
lm
的最佳持续时间，以实现初级侧开关m1的zvs或接近zvs，而无需接收功率转换器100的初级侧测量结果或控制信号，并且无需变压器102的电感的先验指示。因此，可容易且经济地将现有功率转换器设计修改为包括同步整流器控制器120。
45.参考图5a至图6描述关于步骤414的附加细节。图5a展示根据一些实施方案的在时间t内与图1所示的功率转换器100的操作有关的信号和图3所示的同步整流器控制器120的细节的简化曲线图500。曲线图500包括在时间t内电压比较信号c
incdelay 502的曲线图、同步整流器开关电流i
sr 504的曲线图、电压阈值v
swth 506的曲线图、经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf 508的曲线图、同步整流器开关漏极-源极电压v
m2 510的曲线图和同步整流器开关m2栅极控制信号c
栅极
512的曲线图。还展示了自动调谐的延迟t
延迟
514的示例性持续时间的曲线图和检测窗口t
检测
516的示例性持续时间的曲线图。曲线图500中所示的示例大体上示出在过程400的步骤414处发生的同步整流器开关m2的开关周期的一部分，其中在同步整流器开关m2转变为关断状态之后，同步整流器开关m2的漏极-源极电压v
m2 510的瞬时电压分量(即，v
m2hpf 508)迅速增加到峰值，从而在检测窗口t
检测 516到期之前超过电压阈值v
swth 506。因此，如由电压比较信号c
incdelay 502的有效电平触发，增加由自动调谐的延迟t
延迟
指示的延迟的持续时间，以便增加强制负磁化电感电流i
lm
的持续时间。
46.图5b展示根据一些实施方案的在时间t内与图1所示的功率转换器100的操作有关的信号和图3所示的同步整流器控制器120的细节的简化曲线图520。曲线图520包括在时间t内电压比较信号c
incdelay 522的曲线图、同步整流器开关电流i
sr 524的曲线图、电压阈值v
swth 526的曲线图、经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf 528的曲线图、同步整流器开关漏极-源极电压v
m2 530的曲线图与门极控制信号c
栅极 532的曲线图。还展示了自动调谐的延迟t
延迟
534的示例性持续时间的曲线图和检测窗口t
检测
536的示例性持续时间的曲线图。曲线图520中所示的示例大体上示出在过程400的步骤414处发生的同步整流器开关m2的开关周期的一部分，其中在同步整流器开关m2转变为关断状态之后，漏极-源极电压v
m2 530的瞬时电压分量(即，v
m2hpf 528)不会迅速增加到峰值，并且因此在检测窗口t
检测
536到期之前不超过电压阈值v
swth 526。因此，如由电压比较信号c
incdelay 522的有效电平触发，减少由自动调谐的延迟t
延迟
534指示的延迟的持续时间，以便减少强制负磁化电感电流i
lm
的持续时间。
47.过程400的步骤414的细节在图6中示出。仅出于说明和解释目的，在图6中展示特定步骤、步骤的顺序和步骤的组合。其他实施方案可实施不同的特定步骤、步骤的顺序和步骤的组合，以实现相似的功能或结果。参考图1的功率转换器100、图3所示的同步整流器控制器120的细节和图5a至图5b的曲线图500和520的相关信号来描述图6的步骤。
48.在步骤602处，作为步骤414的初始开始条件，初级侧开关m1处于关断状态，并且同步整流器开关m2已从接通状态转变为关断状态(即，在图4的步骤412处)。在步骤604处，开始时间检测窗口(例如，t
检测
516/536)。在一些实施方案中，开始检测窗口t
检测
涉及初始化自
动调谐控制器302的延迟模块304中的一个或多个定时或延迟模块。在一些实施方案中，通过将延迟模块304中的一个延迟模块初始化为零来开始检测窗口t
检测
，并且当所述延迟模块确定等于检测窗口t
检测
的时间已过去时，检测窗口t
检测
到期。在其他实施方案中，通过将延迟模块304中的一个延迟模块初始化为对应于检测窗口t
检测
的值来开始检测窗口t
检测
，并且当所述延迟模块确定等于检测窗口t
检测
的时间已过去时，检测窗口t
检测
到期。一般来说，将检测窗口(例如，t
检测
516/536)设置为基于最大准谐振半周期的值。在一些实施方案中，检测窗口t
检测
等于100ns(例如，对于》＝300mhz开关频率)或1000us(例如，对于《300khz开关频率)。
49.在步骤606处，确定检测窗口t
检测
是否已到期。如果在步骤606处确定检测窗口t
检测
尚未到期，则流程继续进行到步骤608。在步骤608处，确定同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
(即，瞬时电压分量)的经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf
是否大于电压阈值v
swth
。如果在步骤608处确定同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
的经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf
大于电压阈值v
swth
(例如，如曲线图500中所示，其中经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf 508越过电压阈值v
swth 506)，则由电压比较电路312生成有效电压比较信号c
incdelay 502，如曲线图500中所示，并且流程继续进行到步骤610。在步骤610处，自动调谐控制器302响应于接收到有效电压比较信号c
incdelay 502而增加由自动调谐的延迟t
延迟
指示的延迟。如果在步骤608处未确定同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
的经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf
大于电压阈值v
swth
，则流程返回到步骤606。在步骤606处，如果确定检测窗口t
检测
已到期(即，在未确定同步整流器开关漏极-源极电压v
m2
的经高通滤波漏极-源极电压v
m2hpf
大于电压阈值v
swth
的情况下)，则由自动调谐控制器302减少由自动调谐的延迟t
延迟
指示的延迟。流程从步骤610或614中的任一者前进到步骤616，步骤616结束过程400的步骤414的所示部分。
50.图7a展示根据一些实施方案的与使用与过程400相似或相同的自动调谐方法操作与图1所示的功率转换器100类似的功率转换器有关的信号的实验结果700。实验结果700包括在时间t内的初级侧开关漏极-源极电压v
m1 703的曲线图702、在时间t内的指示初级侧开关m1的最低开关电压的虚线704，和第一感兴趣区域705。曲线图706示出在时间t内同步整流器开关控制信号gate
m2 707的曲线图，和初级侧开关控制信号gate
m1 708的曲线图。曲线图709包括在时间t内磁化电感电流i
lm 710的曲线图和初级侧开关电流i
m1 711的曲线图。图7b继续根据一些实施方案的图7a的实验结果700。曲线图722包括在时间t内的同步整流器开关电流i
sr 723的曲线图。曲线图724包括在时间t内的同步整流器开关漏极-源极电压v
m2 725的曲线图、指示初级侧开关谷值电压的虚线726，和对应于曲线图702的第一感兴趣区域705的第二感兴趣区域727。虚线726越接近同步整流器开关漏极-源极电压v
m2 725的峰值电压，功率转换器100便越接近初级侧开关m1的零电压开关。如图7a的感兴趣区域705所示，由同步整流器控制器120自动调谐强制负磁化电流i
lm
的持续时间，实现初级侧开关m1的零电压开关或接近零电压开关。
51.已详细参考本发明的实施方案，在附图中已示出实施方案的一个或多个示例。已作为对本技术的解释而非对本技术的限制提供了每个示例。实际上，尽管已关于本发明的特定实施方案详细地描述本说明书，但应当理解，本领域技术人员在理解前述内容之后，可容易地想到这些实施方案的替代、变型和等效物。例如，作为一个实施方案的一部分所示出或描述的特征可与另一个实施方案一起使用以产生又一个实施方案。因此，希望本主题涵盖所附权利要求书和其等效物的范围内的所有这类修改和变型。在不背离本发明的范围的
情况下，本领域技术人员可对本发明进行这些和其他修改和变型，本发明的范围在所附权利要求书中进行更具体地阐述。此外，本领域技术人员将理解，前述描述仅作为示例，而并不意图限制本发明。