电动机控制装置和车辆、电动机控制方法与流程

1.本发明涉及一种电动机控制装置的结构及其控制方法，特别涉及一种适用于电动机的低噪化控制的有效技术。


背景技术：

2.在汽车用电动机中，为了提高静音性，正在研究如增加用于抑制噪声传播的吸音材料、隔音材料那样的被动降噪技术，以及例如通过从逆变器叠加恒定电压来使电动机产生的反向电压的失真变为正弦波从而降低噪声的主动降噪技术。
3.此外，在工业用逆变器等许多应用中，通过叠加对电动机转矩没有直接贡献的高频电压，根据流过的高频电流来推测电动机的旋转角的无传感器控制正被应用。
4.然而，当应用叠加高频电压的控制时，由于因叠加的高频电压而流过的高频电流的影响，可能无法准确补偿逆变器的死区时间。
5.作为本技术领域的背景技术，例如有专利文献1那样的技术。专利文献1中，在电流控制系统之外，为了旋转角的推测而叠加高频电压。
6.另一方面，作为补偿逆变器死区时间引起的电压误差的技术，采用了根据电动机的三相基波电流指令值运算死区时间补偿量的方法。例如，在专利文献2中，为了防止谐波电流导致死区时间补偿不能适当进行，在低电流时流过对转矩没有贡献的无效电流。现有技术文献专利文献
7.专利文献1：日本专利第5401500号公报专利文献2：日本专利特开2015-126641号公报


技术实现要素：

发明所要解决的技术问题
8.根据上述专利文献1，即使在高转矩运转时也能够持续电动机的运转，且不使用用于检测转子的旋转状态的传感器而能够高精度地检测转子的旋转状态。
9.然而，由于叠加高频的影响，可能无法适当地进行死区时间补偿，从而有可能产生由死区时间引起的噪声、转矩纹波。
10.此外，根据上述专利文献2，即使在叠加高频电压的状态下也能够适当地进行死区时间补偿，但另一方面，由于无效电流，功率损耗增加。
11.因此，本发明的目的在于提供一种可靠性高的电动机控制装置和电动机控制方法，该电动机控制装置和电动机控制方法能够通过叠加高频电压进行低噪化控制(或无传感器控制)，能够以所需的最小限度的结构来补偿逆变器的死区时间。解决技术问题的技术方案
12.为了解决上述问题，本发明的特征在于，包括：高频电压叠加部，该高频电压叠加部将高频电压指令值与基波电压指令值相加并输出电压指令值；高频电流推测值运算部，
该高频电流推测值运算部根据所述高频电压指令值推测高频电流值；死区时间补偿用电流推测值运算部，该死区时间补偿用电流推测值运算部将由所述高频电流推测值运算部推测的高频电流推测值与基波电流指令值相加；以及死区时间补偿电压运算部，该死区时间补偿电压运算部根据由所述死区时间补偿用电流推测值运算部计算的死区时间补偿用电流推测值来补偿逆变器的输出电压。
13.此外，本发明的特征在于，将高频电压指令值与基波电压指令值相加并输出电压指令值，根据所述高频电压指令值来推测高频电流值，将所推测的高频电流推测值与基波电流指令值相加，根据所述相加的结果来补偿逆变器的输出电压。发明效果
14.根据本发明，能够通过叠加高频电压进行低噪化控制(或无传感器控制)的电动机控制装置和电动机控制方法中，能够以所需的最小限度的结构来实现能够补偿逆变器死区时间的高可靠性的电动机控制装置和电动机控制方法。
15.由此，可以降低电动机驱动时的噪音并提高可靠性。
16.上述以外的技术问题、结构以及效果通过以下实施方式的说明来进一步明确。
附图说明
17.图1是表示本发明的实施例1所涉及的电动机控制装置的整体结构的框图。图2是表示死区时间的定义的图。图3是表示基于高频电压有无叠加的电流波形的比较例的图。图4是表示基于是否考虑高频电流的死区时间补偿的比较例的图。图5是表示死区时间补偿器的变形例的图。(变形例1)图6是表示图5中的死区时间补偿用u相电流推测值与死区时间补偿值的关系的图。图7是表示死区时间补偿器的另一变形例的图。(变形例2)图8是表示图7中的死区时间补偿用u相电流推测值与死区时间补偿值的关系的图。图9是表示本发明的实施例2所涉及的车辆的简要结构的图。
具体实施方式
18.在下文中,使用附图说明本发明的实施例。另外，在各附图中，对相同的结构标注相同的标号，对重复的部分省略其详细说明。
19.此外，在下面的说明中，以永磁体同步电动机(pmsm：permanent magnet synchronous motor)为对象，但本发明并不限于此，如果是同步磁阻电动机、永磁同步发电机、绕组型同步电动机、感应电动机、感应发电机等交流电机，则可获得同样的效果。此外，逆变器装置的半导体开关元件以igbt(绝缘栅双极晶体管)为对象，但是本发明并不限于此，可以是mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)，也可以是其他功率用半导体元件。实施例1
20.参照图1至图8说明本发明实施例1所涉及的电动机控制装置和电动机控制方法。图1是表示本实施例中的电动机控制装置的整体结构的框图。
21.本实施例的电动机控制装置如图1所示，构成为包括：功率转换器2、相电流检测单元3、磁极位置检测器4、频率运算部5、直流电压检测部6、坐标转换部7、电流控制器10、高频电压叠加部12、相位延迟补偿器14、坐标转换部16、坐标转换部18、高频用相位延迟补偿器20、高频电流推测值运算部22、坐标转换部24、死区时间补偿用电流推测值运算部26、死区时间补偿电压运算部(死区时间补偿器)28、死区时间补偿部30以及pwm控制器32。
22.功率转换器2根据后述的栅极信号将来自直流电压源9(例如电池)的直流功率转换为交流功率，以驱动永磁体同步电动机(pmsm)1。
23.相电流检测单元3由霍尔ct(current transformer：变流器)等组成，检测从功率转换器2流过pmsm1的u相、v相、w相三相的电流波形iuc、ivc、iwc。
24.磁极位置检测器4由旋转变压器等组成，检测pmsm1的磁极位置并输出磁极位置信息θ。
25.频率运算部5根据由磁极位置检测器4检测的磁极位置信息θ,例如通过微分运算来输出速度信息ω1。
26.坐标转换部7利用由磁极位置检测器4检测到的磁极位置信息θ对由相电流检测单元3检测到的电流波形iuc、ivc、iwc进行坐标转换，并输出dq轴电流检测值idc、iqc。
27.电流控制器10例如由pi控制器等构成，并输出dq轴基波电压指令值vd*、vq*，使得dq轴基波电流指令值id*、iq*与dq轴电流检测值idc、iqc一致。
28.高频电压叠加部12通过将dq轴高频电压指令值vdh*、vqh*与dq轴基波电压指令值vd*、vq*相加来输出dq轴电压指令值vd**、vq**。
29.相位延迟补偿器14使用速度信息ω1相对于磁极位置信息θ校正控制延迟，并输出电压用磁极位置θv。控制延迟是从检测磁极位置开始到反映到三相电压为止的时间，例如，在三角波比较pwm中，对于控制周期δt，如式(1)所示，进行1.5个控制周期的延迟补偿。
30.[数学式1]θv＝θ+1.5*ω1*δt
…
(1)
[0031]
坐标转换部16将高频电压叠加部12输出的dq轴电压指令值vd**、vq**在由相位延迟补偿器14运算的电压用磁极位置θv处进行坐标转换，并输出三相基波电压指令值vu*、vv*、vw*。
[0032]
坐标转换部18在电压用磁极位置θv处对dq轴基波电流指令值id*、iq*进行坐标转换，并输出三相基波电流指令值iu*、iv*、iw*。
[0033]
高频电流推测值运算部22使用例如如式(2)所示的电动机的逆模型，根据dq轴高频电压指令值vdh*、vqh*来运算高频电流推测值idh*、iqh*。通过使用逆模型可以简单地进行运算。
[0034]
[数学式2]
[0035]
高频用相位延迟补偿器20使用速度信息ω1相对于磁极位置信息θ校正控制延迟，并输出高频用磁极位置θh。控制延迟是从检测磁极位置开始到反映到三相电压为止的时间，例如，在三角波比较pwm中，对于控制周期，进行1.5个控制周期的延迟补偿。与相位延迟
补偿器14的区别在于，高频用相位延迟补偿器20如式(3)所示考虑高频的频率ωh来进行延迟补偿。
[0036]
[数学式3]θh＝θ+ωh*δt
…
(3)
[0037]
坐标转换部24在由高频用相位延迟补偿器20运算的高频用磁极位置θh处对由高频电流推测值运算部22运算的dq轴高频电流推测值idh*、iqh*进行坐标转换，并输出三相高频电流推测值iuh*、ivh*、iwh*。
[0038]
另外，在对dq轴基波电流指令值id*、iq*进行坐标转换的坐标变换部18中所使用的相位和在对dq轴高频电流推测值idh*、iqh*进行坐标转换的坐标变换部24中所使用的相位分别使用不同的值为宜。通过使用不同的值，可以适当地补偿相位延迟。
[0039]
死区时间补偿用电流推测值运算部26通过将三相基波电流指令值iu*、iv*和iw*与三相高频电流推测值iuh*、ivh*、iwh*相加来输出三相电流指令值iu**、iv**、iw**。
[0040]
如式(4)所示，死区时间补偿电压运算部(死区时间补偿器)28根据三相电流指令值iu**、iv**、iw**的符号来输出死区时间补偿三相电压指令值δvu*、δvv*、δvw*。
[0041]
[数学式4]
[0042]
其中，vdc表示逆变器直流电压信息，td表示死区时间，fc表示pwm载波频率，sign表示符号。
[0043]
死区时间补偿部30将死区时间补偿三相电压指令值δvu*、δvv*、δvw*与三相基波电压指令值vu*、vv*、δvw*相加，以输出三相电压指令值vu**、vv**、vw**。
[0044]
直流电压检测部6检测直流电压源9的电压并输出直流电压信息vdc。
[0045]
pwm控制器32使用三相电压指令值vu**、vv**、vw**和直流电压信息vdc进行例如三角波比较，并输出栅极信号。
[0046]
使用图2至图4来说明本发明的原理和效果。图2是表示死区时间的定义的图。图3是示出基于高频电压有无叠加的电流波形的比较例的图，图4是示出基于是否考虑高频电流的死区时间补偿的比较例的图。
[0047]
在逆变器中，如果同时接通上臂和下臂，则直流电压vdc直接施加到igbt上，igbt有可能受损。为了防止这种情况发生，如图2所示，为了不使上臂和下臂同时接通，需要设置两个臂断开的时间(死区时间)。
[0048]
死区时间中的电压由电动机电流的符号决定，电流的符号为正时，逆变器输出电压变小，反之电流的符号为负时，逆变器输出电压变大。根据三相电流的符号补偿逆变器的输出电压，以补偿死区时间引起的输出电压误差。一般使用检测电流时，由于检测电流中包含的谐波，死区时间补偿不能适当进行，因此使用电流指令值。
[0049]
另一方面，在输出电压有余量的低速区域，为了降噪，高频电压有时会叠加。此时，高频电流因叠加的高频电压而流动。电流的符号因该高频电流而发生变化，存在不能适当进行死区时间补偿的问题。特别是当基波电流较小时，如图3及图4所示，原本电流的符号会因高频电流而发生变化，而如果根据基波电流指令值进行死区时间补偿，则死区时间补偿
会发生偏移。
[0050]
因此，在本发明中，利用电动机的逆模型根据叠加的高频电压来推测流过的高频电流值，并且在判定死区时间补偿中电流的符号时，将高频电流推测值与基波电流指令值相加。
[0051]
由此，高频信息可以反映在用于死区时间补偿的电流的符号中。特别是在基波电流较小的情况下，可以防止高频电流不适当流动而无法降噪。
[0052]
本发明在高频电流的推测中，采用电动机的逆模型进行运算。通过使用电动机的逆模型，可以通过简单的运算推测高频电流。
[0053]
另一方面，代替电动机的逆模型，参照表格来推测高频电流的方法同样可以适当地进行死区时间补偿。例如，dq轴高频电压指令值vdh*、vqh*如式(5)所示在d轴上叠加高频分量。
[0054]
[数学式5]
[0055]
此时，dq轴高频电流推测值idh*、iqh*为式(6)。
[0056]
[数学式6]
[0057]
由于振幅ih*和相位θih根据高频电压的频率ωh而变化，因此对于高频电压的频率ωh，将振幅ih*和相位θih作为映射来进行保持，即使以参照表的形式构成，也能得到与本发明相同的结果。
[0058]
此外，如本发明所示，当对高频电流推测值进行坐标转换时，通过使用与基波电流指令值不同的坐标转换方法，根据叠加的频率ωh对磁极位置信息进行延迟补偿，可以适当地补偿相位延迟。由此，可以防止死区时间补偿的相位因相位延迟而偏移。
[0059]
另外，仅当dq轴基波电流指令值id*、iq*为恒定值以下的低电流时，可以根据由死区时间补偿用电流推测运算部26计算出的三相电流指令值iu**、iv**、iw**(死区时间补偿用电流推测值)来补偿逆变器的输出电压。在输出电压有余量的低速区域叠加高频电压以降低噪音，因此，能有效地对逆变器进行死区时间补偿。
[0060]
《变形例1》参照图5和图6，说明死区时间补偿电压运算部(死区时间补偿器)28的变形例。图5是表示死区时间补偿器的变形例的图，图6是表示图5的死区时间补偿器中的死区时间补偿用u相电流推测值与死区时间补偿值的关系的图。
[0061]
图5所示的死区时间补偿器(死区时间补偿电压运算部)28分别具有与输入的三相电流指令值iu**、iv**、iw**的各相对应的除法器41、51、61、限制器43、53、63和除法器45、55、65，输出相对于三相电流指令值iu**、iv**、iw**具有规定斜率的死区时间补偿三相电压指令值δvu*、δvv*、δvw*。
[0062]
在上述本实施例中，死区时间补偿电压运算部(死区时间补偿器)28根据三相电流指令值iu**、iv**、iw**的符号进行运算，但是为了防止死区时间补偿电压在过零时快速切换，如图5和图6所示，也可以将死区时间补偿电压设定为相对于三相电流指令值iu**、
iv**、iw**具有斜率。
[0063]
《变形例2》参照图7和图8，说明死区时间补偿电压运算部(死区时间补偿器)28的另一变形例。图7是表示死区时间补偿器的另一变形例的图，图8是表示图7的死区时间补偿器中的死区时间补偿用u相电流推测值与死区时间补偿值的关系的图。
[0064]
图7所示的死区时间补偿器(死区时间补偿电压运算部)28分别具有与输入的三相电流指令值iu**、iv**、iw**的各相对应的除法器41、51、61、死区设定部47、57、67和除法器45、55、65，当三相电流指令值iu**、iv**、iw**的绝对值小于规定的值时，输出使之具有设为0的死区的死区时间补偿三相电压指令值δvu*、δvv*、δvw*。
[0065]
与变形例1相同，为了使死区时间补偿电压不在过零时快速切换，如图7和图8所示，也可以是具有当三相电流指令值iu**、iv**、iw**的绝对值小于规定的值时设为0的死区的方式。实施例2
[0066]
参照图9，说明本发明的实施例2所涉及的车辆。图9是表示本实施例中的车辆的简要结构的图。
[0067]
如图9所示，本实施例的车辆构成为包括永磁体同步电动机(pmsm)1、电力转换器(inv)2、直流电压源(bat)9、电动机控制装置100、变速器(tm)101、差动齿轮(def)103、驱动轴105和车轮107。电动机控制装置100使用在实施例1(图1)中说明的电动机控制装置。
[0068]
如在实施例1中说明的，电动机控制装置100控制从功率转换器(inv)2向永磁体同步电动机(pmsm)1提供的功率。例如，电池等直流电压源(bat)9向功率转换器(inv)2供电。永磁体同步电动机(pmsm)1连接到变速器(tm)101。变速器(tm)101经由差动齿轮(def)103连接到驱动轴105，并向车轮107提供动力。
[0069]
另外，也可以不使用变速器(tm)101，而是构成为永磁体同步电动机(pmsm)1直接连接到差动齿轮(def)103，或者永磁体同步电动机(pmsm)1和功率转换器(inv)2分别应用于前轮和后轮。
[0070]
汽车在低速区域为了降低来自电动机的电磁噪声，有时会采用叠加高频电压的方式。此外，由于载波频率较高，死区时间在pwm一个周期中所占比例相对较大，也是死区时间补偿的重要性较高的应用。通过应用本发明，可防止死区时间阻碍汽车中降低电磁噪声的控制效果，能使驾驶员驾驶舒适。
[0071]
另外，本发明并不局限于上述实施例，也包含各种变形例。例如，为了帮助理解本发明而详细说明了上述实施例，并且不一定限于包括所说明的所有结构的实施例。此外，能够将某实施例的结构的一部分替换成其他实施例的结构，此外也能将其他实施例的结构添加至某实施例的结构上。此外，关于各实施例的结构的一部分，也可以进行其他结构的追加、删除、替换。标号说明
[0072]
1：永磁体同步电动机(pmsm)，2：功率转换器(inv)，3：相电流检测单元，4：磁极位置检测器，5：频率运算部，6：直流电压检测部，7、16、18、24：坐标转换部，9：直流电压源(bat)，10：电流控制器，12：高频电压叠加部，14：相位延迟补偿器，20：高频用相位延迟补偿器，22：高频电流推测值运算部，26：死区时间补偿用电流推测值运算部，28：死区时间补偿
电压运算部(死区时间补偿器)，30：死区时间补偿部，32：pwm控制器，39：增益，41、51、61：除法器，43、53、63：限制器，45、55、65：乘法器47，57，67：死区设定部，100：电动机控制装置，101：变速器(tm)，103：差动齿轮(def)，105：驱动轴，107：车轮。