一种全波整流电路的制作方法

1.本发明涉及一种全波整流电路,尤其涉及一种小信号处理的全波整流电路。


背景技术：

2.把正、负交变的电压转换成单极性电压,称为整流。全波整流电路一般指两种,一种是用于直流电源中的电路,如图1-1所示,图1-1示出的就是全波整流滤波电路,一般无法直接用于市电整流,一般要经过变压器b1副边的中心抽头绕组,得到两组电压相同、相位相反的电压u1和u2,才可以使用；图1-2是全波整流电路中的桥式整流电路,又叫全桥整流电路,若电容c
l
不接入,其输出波形为脉动直流电,即为负载r
l
上的波形；电容c
l
接入后,其输出波形为较为平滑的脉动直流电。
3.另一种电路是用于电压信号处理电路中的,1988年出版的《模拟电子技术基础》,童诗白主编,书号isbn7-04-000868-8/tn
·
53,在该书第575页中,该书的图9-31给出了全波精密整流电路,这里原图引用作为本技术的图1-3,整流电路由半波精密整流电路和反相求和电路两个部分构成,该电路为反相输入,输入阻抗较低；为了解决输入阻抗较低,该书的576页图9-32给出了输入阻抗高的全波精密整流电路,这里原图引用作为本技术的图1-4。
4.图1-3和图1-4的电路,两个运放用于全波精密整流,运放a1组成半波精密整流电路,运放a2组成求和电路,电路构成复杂,运放a1外围都使用了二极管,都实现了信号级的全波整流电路。
5.另外，部分保护电路也会采用类似的用于直流电源中的整流电路,如美国德州仪器(texas instruments)公司出品的集成电路drv411,其2013年版本的数据表上,图56(figure 56.)和图57都使用了这种电路,这里引用原图56作为本技术的图1-5,可以看到,二极管d1、d2、d3、d4组成了和全波整流电路一致的保护电路,其在补偿线圈(compensation coil)过载时,确实是工作在全波整流状态。
6.目前,随着开关电源的低成本化和效率提升,以及可靠性提升,直流供电成为一种潮流,之前,直流供电因为无法解决远距离传输等一系列问题而并没有普及,交流供电成为工业的核心,目前看来,直流供电造价低、运行费用低,没有功率因素补偿、并网极为容易,且地下、海底供电更容易实现,更容易实现户户太阳能分布式并网发电,而可能成为未来的主流。但是直流供电时,漏电保护目前是一个难题。
7.直流供电的漏电保护器不同于交流市电的漏电保护器,交流漏电保护器一般是这样工作的:火线和零线同时穿过一个磁导率较高的环形磁心,早期也使用铁芯。火线和零线在漏电保护器中看作是一条并线,若有漏电,火线和零线存在差异电流,并线中电流不再为零,这个电流仍和市电同频率,在环形磁心上绕有1000至3000匝的感应线圈,感应线圈感应出电压,本质上是微弱的感应电流在大阻值负载电阻两端形成的电压,这个电压驱动控制部分,迅速切断开关(跳闸),保护漏电流通常阈值为20～30ma。磁导率较高的环形磁心和感应线圈以及火线和零线的并线构成一个变压器。
8.直流供电系统无法用上述交流漏电保护器的电路来设计漏电保护器,因为直流电无法直接通过变压器传输,即无法通过上述的技术方案用变压器直接检测直流漏电流。
9.在直流漏电保护器中,多采用磁通门电流传感器,配合控制部分,实现漏电流达到阈值以上就跳闸,电路复杂得多,而市场期望成本不高于交流漏电保护器,目前直流漏电保护器成本仍高于交流漏电保护器,且在静态功耗上也远在交流漏电保护器之上。
10.其中磁通门电流传感器中的全波整流电路也是成本的一部分,传统的电路复杂,器件多,相应地相同器件的条件下,电路的静态工作电流也大。
11.磁通门电流传感器可以检测出微弱的直流电流,这里以用于直流漏电保护器为例,简述一下它的工作原理:环形磁心上设置一个气隙,气隙中放置一个检测磁芯,其磁导率很高,容易饱和,检测磁芯上绕有检测线圈；由一个本机振荡器产生对称的高频信号,施加在检测线圈上,每一个周期,检测磁芯都在正半周和负半周的顶部分别产生饱和,检测线圈是鉴相器的一部分,当环形磁心中有直流通过时,环形磁心产生磁通,该磁通经过检测磁芯,使得检测线圈在正半周和负半周分别产生饱和发生偏移,鉴相器输出相应的直流信号,即被测磁场中高导磁率磁芯在交变磁场的饱和鼓励下,其磁感应强度与磁场强度的非线性关系来丈量弱磁场的。这种物理现象对被测环境磁场来说仿佛是一道“门”,经过这道“门”,相应的磁通量即被调制,并产生感应电动势。应用这种现象来测量电流所产生的磁场,从而间接的到达测量电流的目的。
12.直流漏电保护器有其特性,如交流漏电保护器可以实现自供电,一般使用电容降压,实为恒流式供电,类似甲类电源；直流漏电保护器若采用直流母线自供电,损耗较大,采用开关电源则可靠性差,成本高；且直流供电母线经常是多渠道供电,太阳能、风能、蓄电池多渠道切换；直流自供电较交流电自供电的要困难得多；所以,业界对于直流漏电保护器多采用集中供电,对其输出信号也汇总由智能控制中心处理,给出最优节能工作方式,实现智能最佳供电。
13.正因为对于直流漏电保护器多采用集中供电,这就需要隔离度更高的直流漏电保护器,特别是控制部分中的全波整流电路,需要新的方案才能胜任日益发展的技术需要。


技术实现要素：

14.有鉴于此,本发明要解决的技术问题是提供一种具备隔离功能的全波整流电路,电路简单,不使用整流用的二极管,可以较为精确地控制整流电路的阈值。
15.本发明解决上述技术问题的技术方案如下:
16.一种全波整流电路,其包括：第一运放、第二运放、第一光耦、电感线圈、电阻以及检测器件,其中,第一运放和第二运放的同极性供电端子分别并联在一起,第一运放的输出端连接第一光耦内部发光器一端,第一光耦内部发光器的另一端连接第二运放的输出端,第一光耦的受光器和电感线圈串联；电阻分别与第一运放的供电端子和第二运放的供电端子连接，第一供电电源通过电阻向第一运放和第二运放供电,第一光耦的受光器和电感线圈串联接在第二供电电源上；检测器件的检测端口与电阻并联,检测器件用于输出全波整流信号。
17.优选地，第一运放的输入端用于与输入电压信号连接；第二运放的输入端用于基准稳压源连接。
18.优选地，全波整流电路还包括第二光耦,第二光耦和第一光耦反极性并联，其中，第二光耦中受光器的集电极和第一光耦中受光器的发射极连接,第二光耦中受光器的发射极和第一光耦中受光器的集电极连接；第二光耦中发光器的阳极和第一光耦中受光器的阴极连接,第二光耦中发光器的阴极和第一光耦中受光器的阳极连接。
19.优选地，检测器件为三极管，三极管的发射极和基极作为检测端口，三极管的发射极与电阻的第一端连接，三极管的基极与电阻的第二端连接。
20.优选地，检测器件为运算放大器，运算放大器的反相输入端和供电端子作为检测端口，运算放大器的反相输入端与电阻的第二端连接，运算放大器的供电端子与电阻的第一端连接。
21.优选地，检测器件为比较器，比较器的反相输入端和供电端子作为检测端口，比较器的反相输入端与电阻的第二端连接，比较器的供电端子与电阻的第一端连接。
22.优选地，第二供电电源与第一供电电源为同一电源，或第二供电电源与第一供电电源为不同的电源。
23.本发明还提供一种全波整流电路,其包括：第一运放、第二运放、第一光耦、电感线圈、恒流源以及检测器件,其中,第一运放和第二运放的同极性供电端子分别并联在一起,第一运放的输出端连接第一光耦内部发光器一端,第一光耦内部发光器的另一端连接第二运放的输出端,第一光耦的受光器和电感线圈串联；恒流源分别与第一运放的供电端子和第二运放的供电端子连接，第一供电电源通过恒流源向第一运放和第二运放供电,第一光耦的受光器和电感线圈串联接在第二供电电源上；检测器件的检测端口与恒流源并联,检测器件用于输出全波整流信号。
24.优选地，全波整流电路还包括第二光耦,第二光耦和第一光耦反极性并联，其中，第二光耦中受光器的集电极和第一光耦中受光器的发射极连接,第二光耦中受光器的发射极和第一光耦中受光器的集电极连接；第二光耦中发光器的阳极和第一光耦中受光器的阴极连接,第二光耦中发光器的阴极和第一光耦中受光器的阳极连接。
25.优选地，检测器件为三极管，三极管的发射极和基极作为检测端口，三极管的发射极与恒流源的第一端连接，三极管的基极与恒流源的第二端连接。
26.优选地，检测器件为运算放大器或比较器，运算放大器或比较器的反相输入端和供电端子作为所述检测端口，运算放大器或比较器的反相输入端与恒流源的第二端连接，运算放大器或比较器的供电端子与恒流源的第一端连接。
27.优选地，恒流源的电流在总电流之上,总电流为第一运放的静态工作电流、第二运放的静态工作电流与漏电流阈值除以电感线圈匝数之和。
28.本发明全波整流电路的有益效果为:
29.本发明全波整流电路的电路简单,无需使用整流用的二极管,即可较为精确地控制整流电路的阈值,不仅实现了对直流漏电流的有效检测,同时通过光耦隔离了主体电路与充当线圈的第一电感线圈,因为光耦的隔离电容在1pf以下,数百只产品同时工作,对集中供电的设备、智能控制中心的影响都很微弱,且本发明且同样对存在潜在危害的高频率的高次谐波漏电流进行有效的检测,成本低。
附图说明
30.图1-1为现有用于直流电源中的全波整流电路图；
31.图1-2为现有用于直流电源中的桥式整流电路图；
32.图1-3为现有两个运放放大器组成的全波精密整流电路图；
33.图1-4为现有两个运放放大器组成的输入电阻高的全波精密整流电路图；
34.图1-5为现有工作在全波整流状态的保护电路电路图；
35.图2为本发明第一实施例全波整流电路原理图；
36.图2-1为本发明第一实施例全波整流电路的另一种实例方式的原理图；
37.图2-2为本发明第一实施例全波整流电路的第二种实例方式的原理图；
38.图3为本发明第二实施例全波整流电路原理图；
39.图4-1至4-7为本发明第二实施例全波整流电路中的恒流源的原理图；
40.图5为本发明第二实施例全波整流电路的另一种实例方式的原理图；
41.图6为本发明第三实施例全波整流电路原理图；
42.图6-1为替代电阻r的恒流源的原理图；
43.图7为本发明第四实施例全波整流电路原理图；
44.图8为本发明第五实施例全波整流电路原理图。
具体实施方式
45.为了使得本领域的技术人员更加容易理解本发明,下面结合具体的实施方式对本发明进行说明。
46.第一实施例
47.请参阅图2，图2为本发明第一实施例全波整流电路原理图,用于小信号处理。本实施例的全波整流电路包括:第一运放a1、第二运放a2、第一光耦u1、电感线圈l、电阻r以及检测器件q。第一运放a1的输入端用于与输入电压信号连接,第一运放a1的输出端与第一光耦u1内部发光器一端连接,这里为发光器的阴极；第一运放的正供电端子a+和第二运放a2的正供电端子b+连接,第一运放的负供电端子a-和第二运放a2的负供电端子b-连接,这种方式简称为:第一运放和第二运放的同极性供电端子分别并联在一起；第二运放a2的输入端用于基准稳压源连接,第二运放a2的输出端与第一光耦u1内部发光器的另一端连接,这里为发光器的阳极,第二运放a2的负供电端子b-与负电源vee或地连接；电阻r的第一端用于与供电电源vcc连接,电阻r的第二端与第一运放a1的正供电端子a+和第二运放a2的正供电端子b+连接,供电电源vcc通过电阻r向第一运放a1和第二运放a2供电；检测器件的两检测端口并联在电阻r的两端,本实施例中,检测器件为三极管q,这里为pnp型三极管,三极管q的发射极和基极作为检测端口,三极管q的发射极与电阻r的第一端连接,三极管q的基极与电阻r的第二端连接,三极管q的集电极用于输出经对输入电压信号进行全波整流的全波整流信号,第一光耦u1的受光器和电感线圈l串联后接在第二供电电源上。
48.本实施例的全波整流电路的工作原理如下:
49.第一运放a1、第二运放a2和第一光耦u1，本实施例以下简称为运放a1、运放a2、光耦u1。为了方便理解其工作原理,以本发明应用于直流漏电保护器中为例作出原理说明,运放a1的输入端用于与输入电压信号连接,具体地是连接在直流漏电保护器中的组成磁通门
的鉴相器的输出端上,运放a2的同相输入端连接基准稳压源时,运放a2组成电压跟随器,即voltage follower,把单电压人为分为两个电压,基准稳压源的电压可以位于正供电端子a+的电压和负供电端子a-的电压之间的任一电压值,常见的为:负供电端子a-接地时,即单电压工作时,基准稳压源的基准电压为2.5v,或1.25v,这样使得运放a2输出一个恒定的直流电压；负供电端子a-若为和正供电端子a+对称的负压时,为了节约成本,运放a2的同相输入端直接和地电连接而接地,即基准稳压源一般为0v,即和地gnd等电压,这时,运放a2可以省去,图2光耦u1的阳极直接接地即可。本发明关注的是单电源供电的情况,对双电源供电这种高成本的方法并没有重点关注。
50.运放a1的输出端和运放a2的输出端之间,若直接连接电感线圈l,电感线圈l中的电流可以双向流动,而本发明通过光耦u1连接电感线圈l,电感线圈l中失去了双向流动这一功能。正好适用于直流供电系统,原理简述:直流供电中,无论是中间电位接地,还是正极接地,还是负极接地,用电端产生的漏电流都是单向的电流,和电器用电时的电流方向一致。当然,用电端出现其它高压电源电流注入直流供电网,这种情况电流是相反的,但是其它高压电源本身的保护装置会起作用。
51.正因为直流电网中出现的漏电流是单向的,因此在电路设计时,确保漏电流出现时,运放a1输出低电平。当直流漏电保护器出现漏电时,磁通门的鉴相器的输出差异电压,这个差异电压经过运放a1放大,输出低电平,电流经过光耦u1内部发光器注入运放a1的输出端,在光耦u1内部的受光器产生电流,这两个电流的比值就是光耦的电流传输比ctr,ctr是个变量,发光器流过电流不同,ctr也改变,光耦u1内部受光器产生电流,也是电感线圈l中的电流i
l
,电感线圈l是有固定匝数的线圈,其产生的磁通与出现漏电时直流供电的并线产生的磁通相反,运放a1的增益足够高的话,整个电路闭环工作后,出现这样的等式:
52.漏电流＝n
×il
………………………
公式(1)
53.其中,漏电流为直流供电的并线中的差异电流,n为电感线圈l的匝数,i
l
为电感线圈l中的电流。该公式由安匝平衡定律得出,即直流供电的并线视为一匝,其产生的磁通,被电感线圈l的n匝所产生的反向磁通抵消绝大部分,剩余的磁通被磁通门的鉴相器电路检测出来,输出与剩余的磁通成正比的差异电压,这个电压极为微弱,经过运放a1开环放大,在电感线圈l中产生电流i
l
,该电流与匝数n的乘积,即为上式中n
×il
。即电感线圈l中的电流i
l
恒等于漏电流除以电感线圈l的匝数。
54.从以上分析可以看出,测出i
l
,就可以知道漏电流的大小,若想要提高对i
l
的测量精度,提高运放a1开环增益即可,运放a1开环增益过高,电路容易自激,而使得固有功能丧失。反之,设定了漏电流的阈值,除以电感线圈l的匝数,就是电感线圈l中的电流i
l
的阈值。光耦u1若采用线性光耦,那么其原边电流此刻也是一个固定的值,前文说过,普通光耦的发光器流过电流不同,ctr也改变,但是光耦随着工艺的进步,当发光器流过的电流固定在一个值时,其ctr的一致性也很高,即受光器输出电流也是固定的,反之,受光器输出电流设定一个阈值时,此时,发光器流过电流也是对应的一个固定值。
55.传统的检测电感线圈l中电流i
l
方法的方法是,在电感线圈l和光耦u1的串联回路串入一只低阻值高精度的电阻,简称为采样电阻,检测该电阻两端电压,就可以知道电感线圈l中电流i
l
的大小,该电流超过一定的值,即采样电阻的端电压超过一定值,其它电路让直流漏电保护器的脱扣开关或继电器动作,切断供电,保护用电者的安全。检测采样电阻两
端电压,需要用到运放或比较器,以及相对精密整流电路,电路较为复杂,且失去了光耦u1隔离的作用。
56.本实施中，电感线圈l中电流i
l
从上向下流,那是因为运放a2输出电流,而运放a1的输出端,或称输出引脚,运放a1的输出端是流入电流、吸收电流,这个电流等于i
l
除以ctr,记作i
ctr
。供电电源v
cc
供电电流经过电阻r,流入运放a2的正供电端子b+,从运放a2的输出端流出,同时流入电感线圈l的另一端,为右端,从电感线圈l的左端流出,注入运放a1的输出端,从运放a1的负供电端子a-流出,回到供电电源v
ee
端,构成回路。这时,流过电阻r的电流是从上至下；
57.那么,先取合适的电阻r的值,当漏电流达到规定的某个值时,产生的电流i
ctr
为增量,在电阻r的两端产生0.6v～0.7v的电压,这时三极管q导通,三极管q的集电极输出高电平。
58.这样,本发明完成小信号处理,实现一种特殊的小信号整流电路、信号级的全波整流电路。整流以后流过电阻r的电流值,其增量正比于被检测的漏电流,国际通用标准,对于直流供电或直流电,部分设备允许的漏电流阈值为6ma,常见也为30ma；注:对于交流供电,允许的漏电流阈值为30ma。
59.阈值又叫阀值,阈的意思是界限,故阈值又叫临界值,是指一个效应能够产生的最低值或最高值。此一名词广泛用于各方面,包括建筑学、生物学、飞行、化学、电信、电学、心理学等,如生态阈值。阀值原为错误的用法,用的人多了,也被公众所接受。
60.本实施例中，运放a1和a2为一片lm2904内部的两个运放,其静态工作标称值为1.5ma,实测在工作电压6v下为1.46ma,漏电流的保护值定在30ma上,光耦u1为pc817a,ctr在80％至160％之间,实测原边电流1ma时,ctr＝100％,电感线圈l的匝数n取30匝,电阻r取值240ω,三极管q选用s9015,为了抗干扰,在三极管q的基极、发射级并上一只100pf的小容量高频瓷介电容,这里选用了0805封装的npo电容,该电容等同并联在电阻r的两端。使用单电源供电,v
cc
为6v,v
ee
接地。两个运放实为lm2904内部的两个运放,其工作电流一共为1.46ma,因为通过电阻r供电,运放若有自激,可以在运放a2的正供电端子b+和负供电端子b-之间并联电容,在不自激的前提下，容量尽可能小，以不影响对高频漏电电流的检测为原则。
61.本实施电路采用上述参数,应用于直流漏电保护器中,1.46ma的运放静态工作电流流过240ω电阻r,产生的压降为0.263v,这个电压加在三极管q的基极、发射极上,三极管q不导通,处于截止状态；漏电流在30ma以下时,电流i
l
小于1ma,i
ctr
和运放的静态电流叠加到一起,小于2.46ma,流过240ω电阻r,产生的压降小于0.59v,这时,三极管q的基极按pn结方程,有微弱的基极电流流过,经放大后,在集电极形成略大的电流,这个电流要确保不足产以使得脱扣开关或继电器动作,当然也可以通过在三极管q集电极对负电源v
ee
端设置一只电阻,适当来吸收这个电流,增加电路的可靠性；漏电流在30ma以上时,电流i
l
大于1ma,i
ctr
和运放的静态电流叠加到一起,大于2.46ma,流过240ω电阻r,产生的压降大于0.59v,这时,三极管q的基极按pn结方程,有较大基极电流流过,经放大后,在集电极形成更大的电流,这个电流要确保脱扣开关或继电器动作,实现最终目的。
62.当使用上述参数时,本发明适用于直流,但同样兼容了交流电的应用场景,尽管光耦的延时高达4us,实测从直流dc延伸至2.5khz的交流电,都可以正常工作。在6khz的交流
电下,仍可检测到漏电流,但是灵敏度下降了,相位也发生了移动。实测第一实例例用于直流供电叠加了交流的情况,仍可以正常工作。需要注意是的,只能对交流电中一个正半周起作用,负半周不起作用,漏电时,动作较慢,慢了交流电的半个周期。
63.当并线中没有差异电流时,即没有漏电流时,电感线圈l中电流i
l
为零,电路的静态工作电流连同前面的磁通门的鉴相器电路,共为4.8ma,实际功耗在29mw以下,即使使用静态工作电流很大的运放、鉴相器电路,其工作电流也能轻松控制在16ma以下,总静态功耗仍在96mw以下,即0.1w以下,远小于目前的单相交流漏电保护器的常见优质产品的静态功耗:0.23w,目前常见优质产品三相交流漏电保护器的静态功耗在0.40w及以上。
64.光耦u1的隔离电容实测为0.57pf,本电路即使数百只产品同时工作,对集中供电的设备、智能控制中心的影响都很微弱。当直流电网中出现雷击浪涌时,或电快速瞬变脉冲群时,由于光耦的隔离电容在1pf以下,对本发明的电路以及与之连接的设备的影响极其微弱。
65.本发明第一实施例全波整流电路应用于漏电保护器中,不仅实现了对直流漏电流的有效检测,且同样对存在潜在危害的高频率的高次谐波漏电流进行有效的检测,且成本低。
66.图2-1示出了实施例一另一种实施方式,与图2不同的地方,是连接在运放a1、a2输出端之间的光耦u1中的发光器,被反了一个方向,也即，运放a1的输出端连接发光器的阳极，运放a2的输出端连接发光器的阴极，这样同样可以实现发明目的,是“第一运放a1的输出端与第一光耦u1内部发光器一端连接,第二运放a2的输出端与第一光耦u1内部发光器的另一端连接”的另一种实施方式。对于图2-1所示电路,在设计时,确保漏电流出现时,运放a1输出高电平。
67.前文有述,图2的电路,只能对交流电中一个正半周起作用,负半周不起作用,漏电时,动作较慢,慢了交流电的半个周期。图2-1同样存在这个问题,而图2-2示出了实施例一的改进方案,不存在图2、图2-1对交流电只检测半个周期的问题,在图2或2-1的技术方案上,还包括光耦u2,光耦u2和光耦u1以下述方式反极性并联:光耦u2中受光器的集电极c和光耦u1中受光器的发射极e连接,光耦u2中受光器的发射极e和光耦u1中受光器的集电极c连接；光耦u2中发光器的阳极和光耦u1中受光器的阴极连接,光耦u2中发光器的阴极和光耦u1中受光器的阳极连接。
68.这样图2-2的电路,就实现了对直流的任意方向,交流电的正负半周的全部检测,可以对交流电的正半周、负半周都起作用,这种情况下,运放a2也可工作在与运放a1反相放大的模式下,这样运放a1和运放a2相当于工作在btl方式下,btl为balanced transformer less的缩写,指btl功率放大器,常见于音频功率放大。图2-2的电路同样实现发明目的,带来的另一个有益效果,就是对高频谐波电流的灵敏检测,提升了漏电保护器的安全性,在供电回路中,由于开关电源和各种斩波用电器的普及,供电电流中谐波的成份很多,比如对于50hz的交流电,其39次谐波就达1950hz,传统的漏电保护器,其检测线圈一般高达2000匝以上,家用的一般为3000匝,其分布电容也大,对高频率的高次谐波衰减很大；为了防止误触发,电路上对高次谐波进行了滤波处理,即传统的漏电保护器对高频率的高次谐波的漏电流动作灵敏度太低,我们在生活中,也常有这种境遇,在使用笔记本电源适配器时,用接触到笔记本的金属部份,经常有很强的触电感,这就是高频率的高次谐波电流通过电源适配
器中的y电容引起的触电感,由于频率较高,其通过人体时,更多地经过皮肤流动,对心脏影响较小,但时间长了,仍对人体有极大的危害。特别说明一下,很多劣质的电源适配器或手机充电器,为了满足相应的电磁兼容性标准,而疯狂加大其内部的开关电源中的y电容,极大地加大了高频率的高次谐波漏电流,危害使用者的安全。图2-2不出的电路,实测实测从直流dc延伸至4khz的交流电,都可以正常工作。
69.由于三极管q的的基极到发射级的压降,是可变的,遵守pn结方程,和温度、反向饱和电流以及实际流过的基极电流都有关系,这就导致在不同的温度下,电路会对不同的漏电流产生动作,下述的实施例二就是改善这一情况的。
70.第二实施例
71.请参阅图3,图3为本发明第二实施例全波整流电路原理图。本实施例的全波整流电路与第一实施例的区别在于,本实施例中采用恒流源i的代替第一实施例中的电阻r,恒流源i的第一端用于与供电电源vcc连接,恒流源i的第二端分别与第一运放a1的正供电端子a+和第二运放a2的正供电端子b+连接。
72.本实施例中，恒流源i可采用多种形式。
73.请参考图4-1，图4-1为使用恒流二极管实现恒流源的原理图，其1、2引脚分别对应图3中的恒流源i的1、2引脚。恒流二极管缩写为crd，为英文current regulative diode的缩写。
74.请参考图4-2，图4-2为使用结型场效应管接成恒流源实现恒流源的原理图。其1、2引脚分别对应图3中的1、2引脚。结型场效应管缩写为jfet。采用p沟道同样可以实现恒流源电路。
75.请参考图4-3，图4-3为使用结型场效应管接成恒流源实现恒流源的原理图。调节图4-3中的电阻r的取值，可以方便地改变恒流电流值。其1、2引脚分别对应图3中的1、2引脚。结型场效应管缩写为jfet。采用p沟道同样可以实现恒流源电路。
76.请参考图4-4，图4-4为使用两只pnp型三极管接成恒流源实现恒流源的原理图，电路是经典电路，其输出电流约为：
[0077][0078]
式中io为图4-4的2脚输出电流，ube为三极管tr202的基极、发射极压降，硅管一般取0.6v左右，r201为电阻r201的阻值。该电路同样可以用npn型三极管实现。
[0079]
当三极管tr201和tr202的放大倍数较大时，电路中的r202可以取值较大，这样电路可以优化为二端子器件，以方便使用。如图4-5所示，其恒流效果略差于图4-4的电路。但也满足电路的使用要求。
[0080]
请参考图4-6，图4-6为采用tl431精密可调基准集成电路构成的恒流源的原理图，一样可以实现恒流源，采用其它精密可调基准集成电路一样可以实现,如用tl432，其输出电流约为：
[0081]
[0082]
式中io为图4-6的2脚输出电流，vref为精密可调基准集成电路的基准电压，一般是2.50v或2.495v或1.25v，r301为电阻r301的阻值。
[0083]
请参考图4-7，图4-7为采用lm317稳压集成电路构成的恒流源的原理图，一样可以实现恒流源，采用其它的线性稳压集电路同样可以实现。其输出电流约为：
[0084][0085]
式中io为图4-7的2脚输出电流，分子1.20v为lm317的基准电压，早期的lm317为1.25v左右，后降为1.20v左右，r301为电阻r301的阻值。
[0086]
需要说明的是,当检测器件为普通双极性三极管时,要求恒流源i的工作压降在0.6v以下,图4-1、图4-2、图4-3和图4-4的恒流源可以使用；图4-5、图4-6、图4-7的恒流源在工作时其压降较大,用于第二实施例需要采用较为特殊、成本高的器件，如图4-5的电路，三极管都要采用放大倍数极高的三极管，放大倍数在300以上，这样电阻r302的取值才足够大，不影响恒流性能，而这种放大倍数极高的三极管,其热稳定性有所下降；而图4-6电路，图中tl431就要选择参考电压低的器件，否则整个恒流源在工作压降过大，使得整机的效率下降，tl431即使选择常见的1.25v低参考电压的型号，图4-6恒流源电路的压降也在2v以上，若选择0.866v参考电压的tl431,属于特殊器件，这就需要定制，成本大幅上升；而图4-7这样恒流源电路，lm317自身的叫最小工作压差就是2.0v,这是实际值，技术手册上都是标称2.5v,加上电阻r301的两端电压1.20v，就是3.20v，恒流源在工作压降过大，使得整机的效率下降，lm317若降低其压差和参考电压的值，属于特殊器件，这就需要定制，成本大幅上升；当检测器件为场效应三极管时。由于其开启电压vgs比较高,图4-1至图4-7提及的恒流源都可以使用。
[0087]
运放a1的输出端在本例中是流入电流、吸收电流,这个电流等于il除以光耦的电流传输比ctr,记作ictr。恒流源i的恒流电流值的选取,为了方便,设i1为总电流,总电流等于ictr加上运放a1和a2的静态工作电流ia1和ia2,而il等于要设定的漏电流is除以电感线圈l的匝数n,那么:
[0088][0089]
那么,在本实施例中,要设定的动作漏电流is为23ma,电感线圈l的匝数为100匝,光耦u1的ctr为100％,就是1,运放a1和a2为tl062,tl062为低功耗双运放,其静态工作电流i
a1
和i
a2
之和标称值为0.2ma,实测在6v的工作电压下为0.19ma；三极管q为fmmt591；那么恒流源i的恒流电流值等于i1,应该为:i1＝(23/100)+0.19＝0.42(ma),考虑到漏电保护器在实际使用中,对漏电流的精度要求不高,一般要求
±
15％即可,这为恒流源的选取提供了方便,这里选取了石冢电子(semitec)生产的s-701t恒流管,国内同型号的可替代的很多。该型号的恒流管恒流电流标称值i
p
为0.7ma,标称值i
p
的测试电压为10v,较高。厂家的技术手册上规定了另一个参数:开启电压vk,指工作电流上升到0.8倍标称值i
p
时的端电压。事实上,在开启电压以下,恒流管仍可以工作在较小电流下,实测流过s-701t的电流为0.39ma时,压降为0.6v；流过电流为上述0.42ma时,压降为0.68v；恒流源的特点是,当实际工作电流小于其标称值时,其内部的用于恒流感的三极管相当于饱和导通,用在本实施例正合适。
[0090]
本实施例的全波整流电路的工作原理如下:
[0091]
第二实施电路采用上述参数,应用于直流漏电保护器中,0.19ma的运放静态工作电流流过恒流源i,产生的压降实测为为0.39v,这个电压加在三极管q的基极、发射极上,三极管q不导通,处于截止状态；此刻对应的漏电流的零。
[0092]
当漏电流在23ma以下时,电流ictr小于0.23ma,和运放的静态电流叠加到一起,小于0.42ma,流过恒流源i,产生的压降小于0.68v,这时,三极管q的基极按pn结方程,有微弱的基极电流流过,经放大后,在集电极形成略大的电流,这个电流要确保不足产以使得脱扣开关或继电器动作,当然也可以通过在三极管q集电极对vee端设置一只电阻,适当来吸收这个电流,增加电路的可靠性；
[0093]
漏电流在23ma以上时,电流ictr大于0.23ma,和运放的静态电流叠加到一起,大于0.42ma,流过恒流源i,产生的压降大于0.68v,这时,三极管q的基极按pn结方程,有较大基极电流流过,经放大后,在集电极形成更大的电流,这个电流要确保脱扣开关或继电器动作,实现最终目的。
[0094]
本发明第二实施例全波整流电路应用于漏电保护器中,不仅实现了对直流漏电流的有效检测,且同样对存在潜在危害的高频率的高次谐波漏电流进行有效的检测,且成本低。
[0095]
第二实施例也可以应用到图2-1和图2-2中,采用恒流源i的代替第一实施例中图2-1的电阻r,得到图5所示的技术方案原理图,一样实现发明目的,采用恒流源i的代替第一实施例中图2-2的电阻r,这里就不再另外绘图、文字赘述。
[0096]
由于三极管q的的基极到发射级的压降,是可变的,遵守pn结方程,和温度、反向饱和电流以及实际流过的基极电流都有关系,这就导致在不同的温度下,电路会对不同的漏电流产生动作,如本实施例中,漏电流为23ma时,恒流源i上的压降为0.68v,若环境温度低,三极管q的发射级、基极压降大,三极管进入截止区,甚至完全关断；环境温度高至75度,三极管q的发射级、基极导通压降反而低,三极管进入放大区,甚至饱和导通,电路中脱扣开关或继电器动作,存在较大的模糊区,这是一个良好的产品所不允许的,下述的实施例三就是改善这一情况的,实施例三中检测器件采用运放或比较器来消除模糊区的。
[0097]
第三实施例
[0098]
请参阅图6,图6为本发明第三实施例全波整流电路原理图。本实施例的全波整流电路与第一实施例的区别在于,本实施例中,检测器件为第三运放a3,第三运放a3的反相输入端和第三运放a3的负供电端子c-作为检测器件的端口,第三运放a3的反相输入端与电阻r的第二端连接,电阻r的第一端与第三运放a3的负供电端子c-连接,同时与接地端vee连接,电阻r的第二端连接一运放a2的负供电端子a-和第二运放a2的负供电端子b-,即把检测运放a1、a2工作电流的电阻r换到接地端vee,详细连接关系如下:
[0099]
本实施例的全波整流电路包括:第一运放a1、第二运放a2、电感线圈l、电阻r、光耦u1以及检测器件,其中，检测器件为第三运放a3；第一、第二、第三运放a1、a2、a3，在本实施以下简称为：运放a1、运放a2、运放a3。运放a1的输入端用于与输入电压信号连接,运放a1的输出端与光耦u1内部发光器一端连接,这里为发光器的阳极,运放a1的正供电端子a+和运放a2的正供电端子b+连接,运放a1的负供电端子a-和运放a2的负供电端子b-连接；运放a2的输入端用于基准稳压源连接,运放a2的输出端与光耦u1内部发光器的另一端连接,这里
为发光器的阴极,供电电源v
cc
与运放a1的正供电端子a+和第二运放a2的正供电端子b+连接,电阻r的第一端与负电源v
ee
或地连接,即运放a1和运放a2通过电阻r接负电源v
ee
或接地；检测器件的两检测端口并联在电阻r的两端,具体地，运放a3的反相输入端与电阻r的第二端连接,运放a2的负供电端子b-与电阻r的第二端连接,运放a3的供电端子与电阻r的第二端连接,运放a3的同相输入端接参考电压v
ref
,运放a3的供电端接供电电源v
cc
或其它电源运放a3的输出端用于输出经对输入电压信号进行全波整流的全波整流信号,光耦u1的受光器和电感线圈l串联后接在第二供电电源上。
[0100]
上述的运放a3也可以换作比较器,比较器和运放的区别,这里详细说一下。
[0101]
1、运放可以连接成为比较输出,比较器就是比较；
[0102]
2、运放的输出级一般采用互补推挽电路,比较器输出一般是集电极开路输出,即oc输出,便于电平转换,需要上拉电阻,单极性输出容易和数字电路连接,容易输出ttl电平；
[0103]
3、比较器没有相位补偿电路,转换速率比同级运放高,转换速率又叫压摆率,英文:slew rate,但因为其内部没有相位补偿电路,但接成放大器易自激。比较器的开环增益比一般放大器高很多,因此比较器正负端小的差异就引起输出端变化；
[0104]
4、比较器的翻转速度快大约在ns数量级而运放翻转速度一般为us数量级,特殊高速运放除外,这个特征对本发明没有影响；
[0105]
基于上述的比较器和运放的区别,应用于本发明中运放a3,比较器和运放和可以互换的,即本发明中运放a3,也包括比较器。常见的lm393类似于增益不可调的运算放大器,用作本发明中运放a3,同样实现发明目的。
[0106]
运放a1和a2为一片lm358内部的两个运放,其静态工作标称值为700ua,实测在工作电压5v下为0.65ma,v
cc
为5v,v
ee
接地。
[0107]
光耦u1为pc817c,ctr在200％至400％之间,实测原边电流0.33ma时,ctr＝226％,
[0108]
两个运放通过电阻r供电,运放若有自激,可以在运放a2的正供电端子b+和负供电端子b-之间并联电容,在不自激的前提下,容量尽可能小,以不影响对高频漏电电流的检测为原则；漏电流的保护值定在6ma上,电感线圈l的匝数n取8匝,电阻r取值220ω,q在图中为运放a3,选用lm393比较器,使用前述的单电源v
cc
供电,lm393的同相输入端连接的参考电压v
ref
为0.216v,在这里由一只220k的电阻和10k的电阻串联后并联在5v电源上,10k电阻接地,220k的电阻接5v电源v
cc
上,其连接点连接lm393的同相输入端,其连接点为对地0.216v的参考电压,实测为0.217v。
[0109]
0.216v的参考电压的由来,由上述的公式(2)可知,本实施例中,要设定的动作漏电流is为6ma,电感线圈l的匝数为8匝,运放a1和a2其静态工作电流i
a1
和i
a2
之和标称值为0.65ma,那么流过电阻r的电流值i1应最大值该为:i1＝[6/(8*2.27)]+0.65＝0.982(ma),电流在220ω电阻r的最大压降为u1＝i1r＝0.982ma
×
220ω＝0.216v。
[0110]
需要注意的是,运放a3无论是运算放大器,还是比较器,在选取时,在单电源工作时,需要选取输入电压从0v开始的型号,一般来说,其内部的差分级若是pnp型三极管功p型场效应管,都是可以的，例如lm2904或lm358。关于运算放大器的详细介绍，可参考申请号为201110218012.8的中国申请,在该中国申请的图5、图6以及说明书第[0036]至[0039]段有详细的描述。
[0111]
本实施例的全波整流电路的工作原理如下:
[0112]
若电感线圈l中电流i
l
最终从上下右流,那么运放a1输出电流,而运放a2的输出引脚是流入电流、吸收电流。供电电源v
cc
供电电流流入运放a1的正供电端子a+,从运放a1的输出端流出,同时流入电感线圈l的一端,为左端,从电感线圈l的右端流出,注入运放a2的输出端,从运放a2的负供电端子b-流出,经过电阻r回到供电电源v
ee
端,构成回路。供电电源v
cc
和v
ee
相当于一个电池的正负极。这时,流过电阻r的电流i1是从上至下；本发明完成小信号处理,最后实现一个方向的信号输出,实现一种特殊的小信号整流电路。
[0113]
那么,先取合适的电阻r的值,当漏电流达到规定阈值时,产生的电流i
ctr
为增量,总电流为i1,在电阻r的两端产生的电压,这电压连接在运放a3的反相输入端,当漏电流没有超标时,这个电压低于0.216v,运放a3的同相输入端为0.216v,运放a3输出高电平,脱扣开关或继电器不动作；当漏电流超标时,电阻r的两端产生的电压高于0.216v,运放a3的同相输入端仍为0.216v,反相输入端相对为高电平,运放a3输出低电平,驱动脱扣开关或继电器动作,让漏电保护器切断电源；
[0114]
在本实施例中,把电阻r替换成实际工作电流为0.982ma的恒流源也是可以正常工作的,替代的恒流源可采用第二实施例对应的图4-6,为了让恒流源成为两个端子,公开的部分电路牺牲了恒流性能。这里恢复了其本来面目,参见图6-1,为了获得0.982ma的精密恒流源和较低的压降,精密可调基准集成电路选用基准电压为1.24v的tlv431a,电阻r302的上端子由原来连接三极管tr301的集电极,现改为连接供电电源v
cc
,tr301选用s9014,其放大倍数在300以上,饱和压降在0.15v,则整个图6-1的电路中1、2端子的恒流源,其开启电压在(1.24v+0.15v)＝1.39v以上,运放a1和运放a2(lm358)的最低工作电压为5v,实际能工作到3.6v,而运放a3工作电压最低为3v,不受影响。所以为了保证lm358的正常工作,供电电源v
cc
取6.4v以上,这里取8v,那么r302选取6.2k至56k电阻,实测均可正常工作,r301取1.262k的电阻,这个值非标品,实为1.3k电阻并联43k电阻而获得。同时,运放a3为lm393比较器的同相输入端连接的参考电压v
ref
调整为1.5v,在这里由一只130k的电阻和30k的电阻串联后并联在8v电源上,30k电阻接地,130k的电阻接8v电源v
cc
上,其连接点连接lm393的同相输入端,其连接点为对地1.5v的参考电压。实测图4-1电路1、2端子的恒流源为0.983ma,开启电压为1.32v,用其替代图4中电阻r,在本实施例中,替代时应注意电流方向,恒流源的第一端1去替代电阻r的第二端,恒流源的第二端2去替代电阻r的第1端,而不是教条地用1去电阻r的第一端、用2去电阻r的第二端。
[0115]
上电后,电路实现全部功能,且温漂极低,性能稳定。
[0116]
第四实施例
[0117]
请参阅图7,图7为本发明第四实施例全波整流电路原理图。本实施例的全波整流电路与第一实施例的区别在于,本实施例中,把检测运放a1、a2工作电流的电阻r换到接地端vee上,同时检测器件从pnp型三极管变为npn型三极管；与第三实施例的区别在于,本实施例中,检测器件从第三运放a3变为npn型三极管。
[0118]
详细连接关系如下,本实施例的全波整流电路包括:
[0119]
第一运放a1、第二运放a2、电感线圈l、电阻r、第一光耦u1以及检测器件q。第一运放a1的输入端用于与输入电压信号连接,第一运放a1的输出端与第一光耦u1内部发光器一端连接,这里为发光器的阳极,第一运放的正供电端子a+和第二运放a2的正供电端子b+连
接,第一运放的负供电端子a-和第二运放a2的负供电端子b-连接；第二运放a2的输入端用于基准稳压源连接,第二运放a2的输出端与第一光耦u1内部发光器的另一端连接,这里为发光器的阴极,供电电源v
cc
与第一运放a1的正供电端子a+和第二运放a2的正供电端子b+连接,电阻r的第一端与负电源v
ee
或地连接,第二运放a2的负供电端子b-与电阻r的第二端连接,即第一运放a1和第二运放a2通过电阻r接负电源v
ee
或接地；本实施例中,检测器件为三极管q,这里为npn型三极管,三极管q的发射极和基极作为检测端口,三极管q的发射极与电阻r的第一端连接,三极管q的基极与电阻r的第二端连接,三极管q的集电极用于输出经对输入电压信号进行全波整流的全波整流信号,第一光耦u1的受光器和电感线圈l串联后接在第二供电电源上。
[0120]
第四实施例,本质上,是对第一实施例的一种等同替换,把检测运放a1、a2工作电流的电阻r换到负电源v
ee
或地上,和运放是串联关系,电阻r视作供电电阻,只是从串联在正电源中,换为串联在负电源v
ee
或地中,那以,这时作为检测器件q的三极管,其极性也应该由pnp变为npn型。
[0121]
故本实施例的工作原理不再详细分析。
[0122]
第五实施例
[0123]
请参阅图8,图8为本发明第五实施例全波整流电路原理图。本实施例的全波整流电路与第三实施例的区别在于,本实施例中,把检测运放a1、a2工作电流的电阻r换到供电电源vcc上,同时第三运放a3的同相输入端连接参考电压改为以供电电源vcc为基准。
[0124]
第五实施例,本质上,是对第三实施例的一种等同替换,把检测运放a1、a2工作电流的电阻r换到供电电源vcc上,和运放a1、a2是串联关系,电阻r视作供电电阻,只是从串联在负电源中,换为串联在正电源中,那以,这时作为检测器件的第三运放a3,其同相输入端连接的参考电压vref改为以供电电源vcc为基准。
[0125]
故本实施例的工作原理不再详细分析。