混合器件三电平分裂输出逆变器误差电压消除调制方法

1.本发明属于新能源电力变换领域，涉及逆变器的调制技术，具体指一种混合器件三电平分裂输出逆变器误差电压消除调制方法。


背景技术：

2.随着新能源发电技术的进步与电力电子器件的快速发展，以风力发电和光伏发电为代表的清洁能源占比越来越大。逆变器作为风力和光伏发电的核心部件，其性能直接影响输出电能质量。然而，传统硅材料绝缘栅双极型晶体管(silicon insulated gate bipolar transistor，si igbt)经过长期发展，其性能几乎逼近理论极限，无法继续满足高效率、高功率密度和高可靠性的发展要求。近年来，碳化硅材料金属氧化物半导体场效应晶体管 (silicon carbide metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，sicmosfet)凭借其优异的材料特征属性，可使变换器的开关频率提高至 100khz，突破si igbt逆变器的性能极性。
3.在传统混合器件三电平逆变器中，同时采用sic igbt和sic mosfet 两种器件，能够兼备两者的优势。但传统混合器件三电平逆变器中存在如下两个缺点。其一，若采用传统调制方式，驱动脉冲采用开通延迟来避免死区效应，但会生成误差电压，降低了直流母线电压利用率，导致输出电流畸变含有大量谐波。其二，sic mosfet之间存在相互影响，易产生直通短路风险，削弱了其高开关频率的优势。


技术实现要素：

4.本发明的目的是针对上述技术问题，提供了一种混合器件三电平分裂输出逆变器的误差电压消除调制方法。一方面，消除传统调制方法采用开通延迟带来的误差电压，提升直流电压利用率、降低输出电流谐波；另一方面，通过隔离电感将sic mosfet分开，防止产生相互影响，避免直通短路风险。
5.本发明是以如下技术方案实现的：一种混合器件三电平分裂输出逆变器的误差电压消除调制方法，主电路包含a、b、c三相，以a相主电路中为例，si igbt q
a1
、q
a4
、q
a5
、q
a6
工作于低开关频率；sic mosfet q
a2
和 q
a3
工作于100khz高开关频率；sic sbd d
a2
和d
a3
用于电流续流。隔离电感l
a1
、l
a2
用于将sic mosfet q
a2
和q
a3
隔离分开。
6.在误差电压消除调制方法中，上、下层叠载波c1、c2与a相、b相、 c相的调制波u
a*
、u
b*
、u
c*
输入到脉冲生成模块进行比较；脉冲生成模块输出初始驱动信号s
a1
～s
a6
、s
b1
～s
b6
、s
c1
～s
c6
；误差电压消除模块输出驱动信号s
a1*
～s
a6*
、s
b1*
～s
b6*
、s
c1*
～s
c6*
，分别用于驱动si igbt和sic mosfetq
a1
～q
a6
、q
b1
～q
b6
、q
c1
～q
c6
；低通滤波器l(s)，将输出电流i
a1
中的高频电流谐波滤除，获得输出电流基波i
a1*
。
7.优选的，在a相主电路中，上下直流母线电容c
dc1
与c
dc2
纵向连接，形成直流母线中点为o点；c
dc1
的阳极与q
a1
共同连接于直流母线正极p点， c
dc2
的阴极与q
a4
共同连接于直流母线负极n点。q
a1
、q
a5
、q
a6
、q
a4
依次纵向连接，q
a1
与q
a5
的连接点为x
a1
点，q
a5
与q
a6
的连接点与o
点进一步连接，q
a6
与q
a4
的连接点为x
a2
点；q
a2
与d
a3
依次纵向连接，连接点为x
a3
点；d
a2
与q
a3
依次纵向连接，连接点为x
a4
点。l
a1
一端连接于x
a3
点，l
a2
一端连接于x
a4
点，l
a1
与l
a2
的另一端相互连接形成x
a5
点。x
a5
点进而与a 相电感la、a相电流传感器ma、负载电阻ra依次连接。
8.优选的，l(s)的传递函数为：
[0009][0010]
优选的，在误差电压消除模块中，a相调制波u
a*
与0比较，一方面，若u
a*
》0，则s
a1
和s
a6
同时为高电平，s
a4
和s
a5
同时为低电平，另一方面，若u
a*
≤0，则s
a1
和s
a6
同时为低电平，s
a4
和s
a5
同时为高电平；a相调制波 u
a*
与上载波c1比较获得上临时驱动信号s
a3+
，与下载波c2比较获得下临时驱动信号s
a3-；同时，采用选择开关sel，将a相调制波u
a*
与0比较，若 u
a*
》0，则s
a3
＝s
a3+
，s
a3
经过“not”模块逻辑取反生成s
a2
；若u
a*
≤0，则s
a3
＝s
a3-， s
a3
经过“not”模块逻辑取反生成s
a2
。
[0011]
优选的，在误差电压消除模块中，初始驱动信号s
a1
、s
a6
、s
a4
、s
a5
通过“on delay”模块生成s
a1*
、s
a6*
、s
a4*
、s
a5*
；将输出电流基波i
a1*
与0比较；一方面，若i
a*
》0，则s
a2
'为高电平，s
a2
'与s
a2
进行与运算，生成s
a2*
；另一方面，若i
a*
≤0，则s
a3
'为高电平，s
a3
'与s
a3
进行与运算，生成s
a3*
。
[0012]
优选的，误差电压消除调制方法a相驱动脉冲产生时，根据u
a*
和i
a*
的极性分为4个区间分别产生不同的驱动脉冲：
[0013]
1)当u
a*
》0、i
a*
《0时，a相调制u
a*
与上载波c1比较。当u
a*
》c1时，s
a3*
为高电平，否则s
a3*
为低电平；其他5路驱动信号保持固定电平不变：s
a1
＝1、s
a2
＝0、s
a4
＝0、s
a5
＝0、s
a6
＝1；
[0014]
2)当u
a*
》0、i
a*
》0时，a相调制u
a*
与上载波c1比较。当u
a*
》c1时，s
a2*
为高电平，否则s
a2*
为低电平；其他5路驱动信号保持固定电平不变：s
a1
＝1、s
a3
＝0、s
a4
＝0、s
a5
＝0、s
a6
＝1；
[0015]
3)当u
a*
《0、i
a*
》0时，a相调制u
a*
与下载波c2比较。当u
a*
》c2时，s
a2*
为高电平，否则s
a2*
为低电平；其他5路驱动信号保持固定电平不变：s
a1
＝0、s
a3
＝0、s
a4
＝1、s
a5
＝1、s
a6
＝0；
[0016]
4)当u
a*
《0、i
a*
《0时，a相调制u
a*
与下载波c2比较。当u
a*
》c2时，s
a3*
为高电平，否则s
a3*
为低电平；其他5路驱动信号保持固定电平不变：s
a1
＝0、s
a2
＝0、s
a4
＝1、s
a5
＝1、s
a6
＝0。
[0017]
本发明与现有技术相比的有益效果为：
[0018]
1)本发明提出的混合器件三电平分裂输出逆变器误差电压消除调制方法，能够消除传统调制方法采用开通延迟带来的误差电压，提升直流电压利用率、降低输出电流谐波；
[0019]
2)本发明提出的混合器件三电平分裂输出逆变器误差电压消除调制方法，根据u
a*
和i
a*
的极性分为4个区间进行调制，原理清晰、实现方便；
[0020]
3)本发明提出的混合器件三电平分裂输出逆变器，通过隔离电感将sicmosfet分开，防止产生相互影响，避免直通短路风险。
附图说明
[0021]
图1为混合器件三电平分裂输出逆变器主电路；
[0022]
图2为误差电压消除调制方法系统框图；
[0023]
图3为脉冲生成模块原理图；
[0024]
图4为误差电压消除模块原理图；
[0025]
图5a为u
a*
》0、i
a*
《0时误差电压消除调制方法a相驱动脉冲产生原理图；
[0026]
图5b为u
a*
》0、i
a*
》0时误差电压消除调制方法a相驱动脉冲产生原理图；
[0027]
图5c为u
a*
《0、i
a*
》0时误差电压消除调制方法a相驱动脉冲产生原理图；
[0028]
图5d为u
a*
《0、i
a*
《0时误差电压消除调制方法a相驱动脉冲产生原理图；
[0029]
图6为混合器件三电平分裂输出逆变器采用传统调制方法的输出电流波形；
[0030]
图7为混合器件三电平分裂输出逆变器采用误差电压消除调制方法的输出电流波形；图8为混合器件三电平分裂输出逆变器误差电压消除调制方法的流程图。
具体实施方式
[0031]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
[0032]
以a相主电路为例说明主电路的器件及其连接方式。参见图1所示， c
dc1
、c
dc2
分别为上下直流母线电容；q
a1
、q
a4
、q
a5
、q
a6
为si igbt，开关频率较低，辅助逆变器输出三种电平；q
a2
和q
a3
为sic mosfet，工作于 100khz高开关频率；d
a2
和d
a3
为sic肖特基势垒二极管(schottky barrierdiode，sbd)，用于电流续流。l
a1
、l
a2
为隔离电感，用于将sic mosfetq
a2
和q
a3
隔离分开，避免两者相互影响干扰，避免直通短路风险。ma为a 相电流传感器，用于检测a相输出电流ia。ra为负载电阻，la为负载电感。
[0033]
继续参见图1，c
dc1
与c
dc2
纵向连接，形成直流母线中点为o点；c
dc1
的阳极与q
a1
共同连接于直流母线正极p点，c
dc2
的阴极与q
a4
共同连接于直流母线负极n点。q
a1
、q
a4
、q
a5
、q
a6
依次纵向连接，q
a1
与q
a5
的连接点为x
a1
点，q
a5
与q
a6
的连接点与o点进一步连接，q
a6
与q
a4
的连接点为x
a2
点；q
a2
与d
a3
依次纵向连接，连接点为x
a3
点；d
a2
与q
a3
依次纵向连接，连接点为x
a4
点。l
a1
一端连接于x
a3
点，l
a2
一端连接于x
a4
点，l
a1
与l
a2
的另一端相互连接形成x
a5
点。x
a5
点进而与a相电感la、a相电流传感器ma、负载电阻ra依次连接。
[0034]
图1所示的混合器件三电平分裂输出逆变器主电路中，b相和c相的器件及其连接方式与a相主电路相同，不再赘述。
[0035]
参见图2，在误差电压消除调制方法系统框图中，c1和c2分别为上、下层叠载波；u
a*
、u
b*
、u
c*
为a相、b相、c相的调制波；s
a1
～s
a6
、s
b1
～s
b6
、 s
c1
～s
c6
为脉冲生成模块输出的初始驱动信号；s
a1*
～s
a6*
、s
b1*
～s
b6*
、s
c1*
～s
c6*
为误差电压消除模块输出的驱动信号，分别用于驱动si igbt和sicmosfet q
a1
～q
a6
、q
b1
～q
b6
、q
c1
～q
c6
。若驱动信号为高电平，则si igbt或 sic mosfet开通，否则si igbt或sic mosfet关断。l(s)为低通滤波器，将输出电流i
a1
中的高频电流谐波滤除，获得输出电流基波i
a1*
，进而获得准确的电流方向。l(s)的传递函数如式(1)所示。
[0036][0037]
脉冲生成模块参见图3，仍然以a相为例进行说明。初始驱动信号s
a1
、 s
a6
、s
a4
、s
a5
的生成方法如下。a相调制波u
a*
与0比较。一方面，若u
a*
》0，则s
a1
和s
a6
同时为高电平，s
a4
和s
a5
同时为低电平；另一方面，若u
a*
≤0，则s
a1
和s
a6
同时为低电平，s
a4
和s
a5
同时为高电平。
[0038]
继续参见图3，初始驱动信号s
a2
、s
a3
的产生需要借助选择开关sel。选择开关sel包
含有4个端子，1、2、3号为输入端子，4号为输出端子；当2号端子的信号大于0时，4号端子将与1号端子连接；当2号端子的信号小于等于0时，4号端子将与3号端子连接。选择开关sel的1号端子与上临时驱动信号s
a3+
连接，2号端子与a相调制波u
a*
连接，3号端子与下临时驱动信号s
a3-连接，4号端子与初始驱动信号s
a3
连接。
[0039]
继续参见图3，初始驱动信号s
a2
、s
a3
的产生过程如下。首先，a相调制波u
a*
与上载波c1比较获得上临时驱动信号s
a3+
，与下载波c2比较获得下临时驱动信号s
a3-。同时，采用选择开关sel，将a相调制波u
a*
与0比较，若u
a*
》0，则s
a3
＝s
a3+
，s
a3
经过“not”模块逻辑取反生成s
a2
；若u
a*
≤0，则s
a3
＝s
a3-，s
a3
经过“not”模块逻辑取反生成s
a2
。
[0040]
参见图4，在误差电压消除模块原理图中，初始驱动信号s
a1
、s
a6
、s
a4
、 s
a5
通过“on delay”模块生成s
a1*
、s
a6*
、s
a4*
、s
a5*
。将输出电流基波i
a1*
与0比较。一方面，若i
a*
》0，则s
a2
'为高电平与s
a2
进行与运算，生成s
a2*
；另一方面，若i
a*
≤0，则s
a3
'为高电平与s
a2
进行与运算，生成s
a3*
。
[0041]
以上详细介绍了a相驱动信号s
a1*
～s
a6*
的产生过程，b相和c相的驱动信号s
b1*
～s
b6*
、s
c1*
～s
c6*
产生过程与之相同，不再赘述。
[0042]
为更具体地说明误差电压消除调制方法a相驱动脉冲产生的原理，根据u
a*
和i
a*
的极性分为4个区间：1)u
a*
》0、i
a*
《0，2)u
a*
》0、i
a*
》0，3)u
a*
《0、 i
a*
》0，4)u
a*
《0、i
a*
《0。对每个区间的驱动脉冲产生方法进行如下说明：
[0043]
参见图5a，当u
a*
》0、i
a*
《0时，a相调制u
a*
与上载波c1比较。当u
a*
》c1时，s
a3*
为高电平，否则s
a3*
为低电平。其他5路驱动信号保持固定电平不变：s
a1
＝1、s
a2
＝0、s
a4
＝0、s
a5
＝0、s
a6
＝1。
[0044]
参见图5b，当u
a*
》0、i
a*
》0时，a相调制u
a*
与上载波c1比较。当u
a*
》c1时，s
a2*
为高电平，否则s
a2*
为低电平。其他5路驱动信号保持固定电平不变：s
a1
＝1、s
a3
＝0、s
a4
＝0、s
a5
＝0、s
a6
＝1。
[0045]
参见图5c，当u
a*
《0、i
a*
》0时，a相调制u
a*
与下载波c2比较。当u
a*
》c2时，s
a2*
为高电平，否则s
a2*
为低电平。其他5路驱动信号保持固定电平不变：s
a1
＝0、s
a3
＝0、s
a4
＝1、s
a5
＝1、s
a6
＝0。
[0046]
参见图5d，当u
a*
《0、i
a*
《0时，a相调制u
a*
与下载波c2比较。当u
a*
》c2时，s
a3*
为高电平，否则s
a3*
为低电平。其他5路驱动信号保持固定电平不变：s
a1
＝0、s
a2
＝0、s
a4
＝1、s
a5
＝1、s
a6
＝0。
[0047]
为验证提出的混合器件三电平分裂输出逆变器误差电压消除调制方法，在matlab/simulink中进行仿真验证。直流母线电压为600v，上下直流母线电容c
dc1
、c
dc2
分别为2200μf，负载电阻ra为33.3ω，负载电感 la为1mh。si igbt q
a1
、q
a4
、q
a5
、q
a6
的开关频率设定为50hz；sic mosfetq
a2
和q
a3
的开关频率设定为100khz。在仿真模型中，针对混合器件三电平分裂输出逆变器分别采用传统调制方法和本发明提出的误差电压消除调制方法。传统调制方法的开通延迟时间设定为1μs。参见图6，采用传统调制方法的输出电流波形畸变严重，通过傅里叶分析，三相电流thd均为4.6％。参见图7，采用误差电压消除调制方法的输出电流波形正弦度良好，通过傅里叶分析，三相电流thd均为1.3％。对比图6和图7，能够说明本发明提出的误差电压消除调制方法能够有效抑制混合器件三电平分裂输出逆变器的输出电流谐波、提高输出电能质量。
[0048]
上述实施例用来解释本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明做出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。