一种MMC-MAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法

一种mmc-mab拓扑结构的子模块电容优化控制方法
技术领域
1.本发明涉及中低压混合交直流组网系统的固态变压器领域，尤其是一种mmc-mab拓扑结构的子模块电容优化控制方法。


背景技术：

2.由于负荷的不断增长，可再生能源不断渗透并在能源消费总量中所占的份额持续增加。包括大规模新能源在内的能源互联网的建设，要求电网具有灵活的流量控制和多模式的能源接入功能。为满足新型能源互联网建设的要求，相关的研究聚焦于一种能够提供功率流控制、具有无功功率、谐波和不平衡补偿等功能的新型变压器-固态变压器。
3.sst通常包含中压ac/dc级和dc/dc隔离级，ac/dc级可以将中压ac转换为中压dc和低压dc，使sst能够直接连接到配电网；目前mmc以其模块化结构、易于控制、冗余和容错操作成本低、采用标准元件、输出波形质量优良等优点广泛应用于ac/dc级；dc/dc隔离级的典型方案为有源桥与高频变压器的组合，主要起电压变换和电气隔离作用。mmc结构的子模块电容电压波动是基于mmc的sst中的固有问题，通常需要较大尺寸的电容来进行抑制，这明显制约了sst系统功率密度的提升。所以减小mmc电容的尺寸，对于sst的实际工程应用具有重要意义。
4.目前对于解决mmc结构子模块电容电压波动的策略，有学者通过调整mmc子模块拓扑结构，将传统mmc子模块中半桥结构替换为全桥结构，利用全桥sm更优良的可操控性和负电平输出能力实现过调制，实现子模电容纹波电压的降低，但是半桥到全桥的替换无疑增添了器件数量和系统成本。有的学者基于sm电压波动与相间环流的相互影响关系，采用环流注入的方案通过减小相间环流来间接影响sm电容电压波动的，但是对sm电压波动的抑制效果相对有限。还有方案利用双半桥模块将同一相上、下桥臂相对sm连接，实现了基频功率的解耦；但是由于上、下桥臂的谐波电流各个频次分量并非全都是同相或反相的，因此建立它们之间的通道并不能使全部波动分量相互抵消，对sm电容电压波动的效果有限。


技术实现要素：

5.本发明需要解决的技术问题是提供一种mmc-mab拓扑结构的子模块电容优化控制方法，能够消除子模块电容的低频频纹波电压，缩小子模块电容体积，实现电容优化，同时维持低压直流端口电压稳定。
6.为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种mmc-mab拓扑结构的子模块电容优化控制方法，所述mmc-mab拓扑结构包括模块化电平变换器结构、半桥与电容结构、全桥结构与高频链路的多有源桥变换器结构和三相桥臂；所述控制方法包括对mmc级的载波移相控制和对mab级的双闭环相角控制；所述对mmc级的载波移相控制具体是指半桥与电容结构在dq旋转坐标系下采用的电压、电流双闭环的载波移相脉宽调制策略；所述对mab级的双闭环相角控制具体是指全桥结构与高频链路的多有源桥变换器
的输出电压、输入电流双闭环移相控制策略。
7.本发明技术方案的进一步改进在于：所述电压、电流双闭环的载波移相脉宽调制策略具体包括以下步骤：1.1，三相电网电压ua,ub,uc通过pll锁相环环节得到相位ωt，三相电网电压ua,ub,uc与ωt进行dq变换得到d轴分量ud，q轴分量uq，三相电网电流ia,ib,ic与ωt进行dq变换得到d轴分量id,q轴分量iq；1.2，先将mvdc母线电压给定u
mdcr
与实际mvdc母线电压值u
mdc
做差，经过pi控制器得到的输出信号与mvac电流在d轴的分量id作差，再经过一个pi控制器得到的输出值与mvac电压在d轴的分量ud相加，再减去mvac电流在q轴的分量iq*ωl的输出值以实现对id的前馈解耦；1.3，mvdc电流在q轴分量电流的给定值i
qr
与实际mvdc电流在q轴的分量iq做差，经pi控制器后得到的输出值与mvac电压在q轴的分量相加后，再减去mvac电流在d轴的分量id*ωl以实现对iq的前馈解耦；1.4，将步骤1.2和步骤1.3以上两步的解耦值输入到dq/abc反变换中得到三相调制分量u
a_r
、u
b_r
、u
c_r
，经过载波移相调制仿的得到半桥与电容结构的驱动信号q
sm
。
8.本发明技术方案的进一步改进在于：所述输出电压、输入电流双闭环移相控制策略具体包括以下步骤：2.1，将低压直流母线电压的电压给定值u
lvdc_ref
减去低压直流母线的实际电压u
lvdc
的平均值，经过pi调节器得到的输出值作为内环的给定信号；2.2，半桥与电容结构中半桥结构处输出电流中的基频和二倍频叠加的低频波动分量，用带通滤波器将此低频脉动信号提取，与步骤2.1得到的pi调节器输出控制信号叠加，得到含有波动分量的控制信号；2.3，将步骤2.2得到的带有波动分量的控制信号作为内环输入电流内环的给定，对其进行波形整定，使其与sm低频波动电流波形相同，此时实际mab输入电流反馈应加入与sm采用的相同的带通滤波器；2.4，将步骤2.3得到的mab输入电流与给定的差值，作为内环pir调节器输入信号，pir调节器应包含两个震荡环节的，两个震荡环节分别选择基频波动分量和二倍频波动分量；2.5，将步骤2.4 pir调节器得到的输出信号得到最终的移相角调制信号，经过方波移相调制得到多有源桥变换器原副边全桥结构的驱动信号s
kj_1-4
、s
kj_5-8
，其中k为top、low，x为a、b、c。
9.本发明技术方案的进一步改进在于：mmc-mab拓扑结构中，半桥与电容结构中半桥结构输出基频与二倍频叠加的波动电流分量i
f_kj
，通过输出电压、输入电流控制双闭环移相控制策略传递到多有源桥高频链的变压器中，该波动电流分量呈三相对称特性，在高频链处相互耦合抵消从而消除波动功率；i
f_kj
中k为top、low，x为a、b、c。
10.本发明技术方案的进一步改进在于：半桥与电容结构中的半桥结构的输出电流i
sm_kj
包含直流分量i
dc
与波动的交流分量i
f_kj
；在传统控制策略下,波动交流分量i
f_kj
由子模块大电容c吸收，仅有直流分量i
dc
传递到后级多有源桥变换器的全桥结构处；在输出电压、输入电流控制双闭环移相控制策略下，波动交流分量i
f_kj
与直流分量i
dc
均通过控制方
法传递至后级多有源桥变换器的全桥结构处；i
f_kj
中k为top、low，x为a、b、c。
11.由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：1、本发明消除了子模块电容的低频纹波电压，缩小了子模块电容体积，从而实现了电容优化；与此同时连接mab的低压直流端口电压稳定不受到影响，维持sst三端口功能，且受到扰动情况下能快速恢复稳定状态。
12.2、本发明对多有源桥变换器的控制策略消除了sm电容低频波动电压，同时完成了mmc系统桥臂二倍频环流的全抑制，因此不再需要mmc级的环流抑制策略，省去了部分检测电路与控制资源；桥臂中二倍频循环电流的消除明显降低了由此带来的开关器件的开关损耗与通态损耗。
13.3、本发明不影响系统的稳态运行，且子模块电容的尺寸大幅减小，这意味着系统中存储的能量降低，有利于提升系统的动态响应能力。同时当子模块出现短路故障时，因放电引起的小容值电容的电流上升速率减缓，降低了故障危害。
14.4、本发明的mmc-mab拓扑结构中，通过mab的控制方法实现的sm电容电压低频波动电压的完全消除，是一种软件方法，无需对拓扑进行修改，规避了硬件电路设计的难题，解决了大功率工况运行时器件不理想的问题。
附图说明
15.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
16.图1是本发明实施例中mmc-mab拓扑结构电气原理图；图2是本发明实施例中传统控制策略下sm-dc/dc隔离级的电流路径示意图；图3是本发明实施例中采用基于mmc-mab的子模块电容优化控制方法后sm-dc/dc隔离级的电流路径示意图；图4是本发明实施例中半桥与电容结构的载波脉宽移相控制策略原理图；图5是本发明实施例中多有源桥变换器的输出电压、输入电流双闭环移相控制策略原理图；图6是本发明实施例中常规三相mmc-mab拓扑结构的子模块基频电流纹波分量示意图；图7是本发明实施例中常规三相mmc-mab拓扑结构的子模块二倍频电流纹波分量示意图；图8是本发明实施例中多有源桥变换器移相控制调制原理示意图；其中，mmc为模块化多电平变换器；sm
kj_i
为k（top,low）桥臂j相（j为a、b、c）第i个（i=1～n）半桥模块；n为子模块数量；q
sm_1
、q
sm_2
分别为半子模块的第一、第二功率开关管；s
kj_1
、s
kj_2
、s
kj_3
、s
kj_4
分别为k桥臂j相mab高频链路变压器一次侧的第一、第二、第三、第四功率开关管；s5、s6、s7、s8分别mab高频链路变压器二次侧边侧的第五、第六、第七、第八功率开关管；lr为mab高频链路变压器原边侧移相电感；mvac为中压交流母线、lvdc为多有源桥变换器输出侧并联形成的低压直流母线；ua、ub、uc为三相交流输入电压，ia、ib、ic为三相交
流输入电流；lg为桥臂电感；c
sm
为电容；i
smkj
为x相某半桥与电容结构中的半桥结构的输出电流；i
dc
为某半桥与电容结构中的半桥结构的输出电流中的直流分量；i
f_kj
为k桥臂j相半桥与电容结构中半桥结构输出电流的基频与二倍频分量的叠加；u
mdcr
为中压直流母线电压的电压给定值；u
mdc
为中压直流母线电压的实际输出值;ωt为锁相环（pll）输出相位；ud、uq分别为三相输入电压进行dq变换后的d轴分量与q轴分量；id、iq分别为三相输入电流进行dq变换后的d轴分量与q轴分量；i
qr
为输入电流在q轴分量的给定值；l为滤波电感；u
a_r
、u
b_r
、u
c_r
为三相电压调制信号分量；cps-spwm为载波移相调制;q
sm
为级联的半桥子模块的驱动信号；u
lvdc_ref
为低压直流母线电压的电压给定值；u
lvdc
为低压直流母线电压的实际输出值；lpf为低通滤波器；bpf为带通滤波器；i
smkj
为k桥臂j相子模块电流，i
mabkj
为k桥臂j相mab一次侧全桥结构输入电流，i
*kj
为其给定；s
mabkj
为多有源桥变换器原副边全桥结构控制信号；i
kjq1
为k桥臂j相sm基频电流分量；i
kjq2
为k桥臂j相sm二倍频电流分量；v1、v2分别为变换器一次侧、二次侧电压；δ为多有源桥变换器一次侧、二次侧控制信号间的移相角；m1与m2为触发多有源桥变换器一次侧、二次侧的调制信号。
具体实施方式
17.本发明实施例通过提供一种mmc-mab拓扑结构的子模块电容优化控制方法，解决了现有技术中子模块电容较大的问题，采用对mmc级的载波移相控制和对mab级的双闭环相角控制，消除了子模块电容的低频纹波电压，缩小了子模块电容体积，从而实现了电容优化。
18.下面将通过具体实施方式对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
19.如图1所示，所应用的mmc-mab拓扑结构，所述mmc-mab拓扑结构包括：模块化电平变换器结构、半桥与电容结构、全桥结构与高频链路的多有源桥变换器结构和三相桥臂；其中mmc拓扑为传统结构，mab一次侧三个全桥结构分别与mmc三相的sm连接，mab二次侧为一个全桥结构连接到lvdc母线上；全部mab均并联于lvdc母线上。
20.如图2、3所示，半桥与电容结构中的半桥结构的输出电流i
smkj
包含直流分量i
dc
与二倍频的交流分量i
f_kj
；在传统控制策略下,低频交流分量i
f_kj
由子模块大电容c吸收，仅有直流分量i
dc
传递到后级多有源桥变换器的全桥结构处；在输出电压、输入电流控制双闭环移相控制策略下，低频交流分量i
f_kj
与直流分量i
dc
均通过控制方法传递至后级多有源桥变换器的全桥结构处。
21.所述控制方法包括对mmc级的载波移相控制和对mab级的双闭环相角控制。mmc级负责中压交、直流变换，满足固态变压器基础功能；mab级双闭环移相控制中的输出电压环控制lvdc端口电压稳定，输入电流整定为子模块中低频波动电流分量，从而消除sm中低频波动，大幅减小电容尺寸；并且借助mab多绕组变压器结构横向连接三相子模块，使波动功率根据三相对称性在高频链变压器中耦合抵消，不再继续向变压器二次侧并联形成的lvdc端口传递，不影响lvdc电压稳定。
22.如图4所示，所述对mmc级的载波移相控制具体是指半桥与电容结构在dq旋转坐标
系下采用的电压、电流双闭环的载波移相脉宽调制策略；具体包括以下步骤：1.1，三相电网电压ua,ub,uc通过pll锁相环环节得到相位ωt，三相电网电压ua,ub,uc与ωt进行dq变换得到d轴分量ud，q轴分量uq，三相电网电流ia,ib,ic与ωt进行dq变换得到d轴分量id,q轴分量iq；1.2，先将mvdc母线电压给定u
mdcr
与实际mvdc母线电压值u
mdc
做差，经过pi控制器得到的输出信号与mvac电流在d轴的分量id作差，再经过一个pi控制器得到的输出值与mvac电压在d轴的分量ud相加，再减去mvac电流在q轴的分量iq*ωl的输出值以实现对id的前馈解耦；1.3，mvdc电流在q轴分量电流的给定值i
qr
与实际mvdc电流在q轴的分量iq做差，经pi控制器后得到的输出值与mvac电压在q轴的分量相加后，再减去mvac电流在d轴的分量id*ωl以实现对iq的前馈解耦，1.4，将步骤1.2和步骤1.3以上两步的解耦值输入到dq/abc反变换中得到三相调制分量u
a_r
、u
b_r
、u
c_r
，经过载波移相调制仿的得到半桥与电容结构的驱动信号q
sm
。
23.如图5所示，所述对mab级的双闭环相角控制具体是指全桥结构与高频链路的多有源桥变换器的输出电压、输入电流双闭环移相控制策略。全桥结构与高频链路的多有源桥变换器的输出电压、输入电流控制双闭环移相控制策略，外环为mab输出电压控制，内环为mab输入电流脉动控制。为避免控制策略下波动功率未完全耦合抵消的影响，外环对输出电压平均值进行控制；内环的给定共用同一ma输出电压控制信号，从而实现了各mab之间的低压直流负载功率的稳定共享；外环pi调节器的输出信号叠加sm电流的波动量作为内环mab输入电流的给定，对mab输入电流波形进行整定，经pir调节器跟踪包含基频和二倍频的低频波动分量；调节器输出的控制信号转换为移相方波信号对mab进行控制；其中lpf为低通滤波器，bpf为带通滤波器；具体包括以下步骤：2.1，将低压直流母线电压的电压给定值u
lvdc_ref
减去低压直流母线的实际电压u
lvdc
的平均值，经过pi调节器得到的输出值作为内环的给定信号；2.2，半桥与电容结构中半桥结构处输出电流中的基频和二倍频叠加的低频波动分量，用带通滤波器将此低频脉动信号提取，与步骤2.1得到的pi调节器输出控制信号叠加，得到含有波动分量的控制信号；2.3，将步骤2.2得到的带有波动分量的控制信号作为内环输入电流内环的给定，对其进行波形整定，使其与sm低频波动电流波形相同，此时实际mab输入电流反馈应加入与sm采用的相同的带通滤波器；2.4，将步骤2.3得到的mab输入电流与给定的差值，作为内环pir调节器输入信号，pir调节器应包含两个震荡环节的，两个震荡环节分别选择基频波动分量和二倍频波动分量；2.5，步骤2.4 pir调节器得到的输出信号得到最终的移相角调制信号，经过方波移相调制得到多有源桥变换器原副边全桥结构的驱动信号s
kj_1-4
、s
kj_5-8
，其中k为top、low，x为a、b、c。
24.如图6、图7所示，mmc结构子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频与2倍频分量，在三端口mmc-mab拓扑横向sm之间，波动电流中基频分量相位是三相正序的，波动电流中二倍频分量相位是三相负序的，均呈三相对称特性。
25.如图8所示，两调制信号m1与m2互补，固定了全桥控制信号的占空比50%；m1与m2的大小关系确定了移相角的正负，即确定功率传递的方向，当m1《m2时功率正向传递，否则功率反向传递。闭环控制调节器输出信号转换为调制波m，调节器输出信号的变化导致m的变化从而实现控制变换器功率传递的方向和大小。
26.以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明装置权利要求书确定的保护范围内。