减小Buck稳压器瞬态过冲的GaN开关管驱动控制方法及电路

减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制方法及电路
技术领域
1.本发明属于电力电子技术领域，具体涉及减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制方法及电路。


背景技术：

2.随着微处理器的不断发展，对瞬态过程中的稳压器(vr)提出了更严格的电压调节要求。目前处理器消耗的电流越来越大，有的场合下电流转换率甚至高达1000a/μs，而且处理器的电源电压越来越低，低至1v左右。为了确保处理器的可靠运行，vr必须在快速负载瞬态期间将输出电压的波动保持在非常小的范围内。
3.buck电路是vr最常用的拓扑之一。目前，在buck电路中抑制负载瞬态期间输出电压波动的方法可分为以下三类：1)增加并联电容数量和电容容值。这种方法简单易实现，但需要大量电容，尤其是在大电流和快速瞬态情况下，这种方法占用了很大的电路板面积。2)提高vr的响应速度，包括：通过增加开关频率，提高vr的响应速度；通过修改电源电路，例如将电感更改为耦合电感，增加施加到电感上的电压，提高vr的响应速度。这些方法也存在一些问题，增加开关频率会导致损耗增加，用耦合电感器替换功率电感器会增加复杂性并降低功率密度。3)增加快速补偿电路。补偿电路在瞬态期间提供额外电流，以稳定输出电压，这种方法会更复杂且损耗更大。


技术实现要素：

4.针对现有技术中存在的问题，本发明提供了一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制方法及电路，该方法在buck稳压器突降载的瞬间，通过检测输出电压的超调，给buck稳压器gan下管的栅极一个负电压，可以增大buck稳压器gan下管的源漏电压，从而大幅提高了电感两端电压并提高了电感电流的响应速度，从而可以减少输出电压的超调；该方法可以在保持输出电压超调不变的情况下使用更少的输出电容降低输出电容的容值，从而可以进一步提高功率密度；该方法仅需修改驱动电路，而不需要修改主功率电路，也无需修改主功率电路的工作频率；该方法无需快速补偿电路也可以将输出电压超调保持在所需的范围内。
5.为了解决上述技术问题，本发明通过以下技术方案予以实现：
6.一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制方法，当buck稳压器出现负载突降时，向buck稳压器gan下管的栅极施加负电压v
gs
。
7.进一步地，所述buck稳压器gan下管的栅极施加的负电压v
gs
与buck稳压器gan下管的源漏电压v
sd
满足如下关系：
[0008][0009]
式中，i
sd
为buck稳压器gan下管的反向电流；g
fs
为buck稳压器gan下管的跨导；v
th
为buck稳压器gan下管的导通阈值电压。
[0010]
进一步地，所述buck稳压器gan下管的源漏电压v
sd
与buck稳压器电感电流的变化率满足如下关系：
[0011][0012]
式中，i
l
为buck稳压器电感的电流；l为buck稳压器电感的感值。
[0013]
进一步地，使用第一驱动控制电路向所述向buck稳压器gan下管的栅极施加负电压v
gs
，所述第一驱动控制电路包括比较器c、单刀双掷开关s和电源，所述比较器c的输出端与所述单刀双掷开关s的控制端连接，所述比较器c的同相端和反相端分别用于输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，所述单刀双掷开关s的第一输入端用于输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号，所述单刀双掷开关s的第二输入端与所述电源的负端连接，所述单刀双掷开关s的输出端用于连接buck稳压器gan下管的栅极，所述电源的正端接地，所述电源的电压值为vc；
[0014]
将所述单刀双掷开关s的输出端与buck稳压器gan下管的栅极连接；
[0015]
向所述比较器c的同相端和反相端分别输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，向所述单刀双掷开关s的第一输入端输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号；
[0016]
当所述输出电压vo高于所述比较电平v
ref
时，所述单刀双掷开关s的控制端控制所述单刀双掷开关s切换至所述单刀双掷开关s的第二输入端。
[0017]
进一步地，使用第二驱动控制电路向所述向buck稳压器gan下管的栅极施加负电压v
gs
，所述第二驱动控制电路包括比较器c、pmos开关管q1、nmos开关管q2和自举电路，所述比较器c的输出端分别与所述pmos开关管q1的栅极和所述nmos开关管q2的栅极连接，所述比较器c的同相端和反相端分别用于输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，所述pmos开关管q1的源极用于输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号，所述pmos开关管q1的漏极与所述自举电路中自举电容的负端连接，所述pmos开关管q1的漏极还用于连接buck稳压器gan下管的栅极，所述nmos开关管q2的漏极与所述自举电路中自举电容的正端连接，所述nmos开关管q2的源极接地，所述自举电路中自举电容的电压值为vc；
[0018]
将所述pmos开关管q1的漏极与buck稳压器gan下管的栅极连接；
[0019]
向所述比较器c的同相端和反相端分别输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，向所述pmos开关管q1的源极输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号；
[0020]
当所述输出电压vo高于所述比较电平v
ref
时，所述比较器c的输出电平v
g1
为高电平，所述pmos开关管q1关断，所述nmos开关管q2导通，所述自举电路中自举电容的正端通过所述nmos开关管q2接地，所述自举电路中自举电容负端的电压进入buck稳压器gan下管的栅极。
[0021]
进一步地，所述自举电路包括自举二极管db、电阻rb、自举电容cb和齐纳二极管dz，所述自举二极管db的正端用于连接供电电源，所述自举二极管db的负端与所述电阻rb的一端连接，所述电阻rb的另一端分别与所述自举电容cb的正端和所述齐纳二极管dz的负端连接，所述自举电容cb的负端与所述齐纳二极管dz的正端连接。
[0022]
进一步地，所述第一驱动控制电路和所述第二驱动控制电路均包括电阻r1和电阻r2，所述电阻r1的一端用于输入buck稳压器的输出电压vo，所述电阻r1的另一端分别与所述比较器c的同相端和所述电阻r2的一端连接，所述电阻r2的另一端与所述比较器c的输出端
连接，所述电阻r1、电阻r2和所述比较器c连接组成滞环比较器。
[0023]
进一步地，所述电阻r1和所述电阻r2满足如下关系：
[0024][0025]
其中，δv为滞环比较器的环宽；v
cc
为比较器c的供电电压。
[0026]
一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制电路，用于实现所述的一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan驱动控制方法，驱动控制电路包括比较器c、单刀双掷开关s和电源，所述比较器c的输出端与所述单刀双掷开关s的控制端连接，所述比较器c的同相端和反相端分别用于输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，所述单刀双掷开关s的第一输入端用于输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号，所述单刀双掷开关s的第二输入端与所述电源的负端连接，所述单刀双掷开关s的输出端用于连接buck稳压器gan下管的栅极，所述电源的正端接地，所述电源的电压值为vc。
[0027]
一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制电路，用于实现所述的一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan驱动控制方法，驱动控制电路包括比较器c、pmos开关管q1、nmos开关管q2和自举电路，所述比较器c的输出端分别与所述pmos开关管q1的栅极和所述nmos开关管q2的栅极连接，所述比较器c的同相端和反相端分别用于输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，所述pmos开关管q1的源极用于输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号，所述pmos开关管q1的漏极与所述自举电路中自举电容的负端连接，所述pmos开关管q1的漏极还用于连接buck稳压器gan下管的栅极，所述nmos开关管q2的漏极与所述自举电路中自举电容的正端连接，所述nmos开关管q2的源极接地，所述自举电路中自举电容的电压值为vc。
[0028]
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：
[0029]
本发明利用gan开关管的反向导通特性，通过buck稳压器gan下管栅极电压v
gs
来控制其源漏电压v
sd
。在负载突降的瞬间，给buck稳压器gan下管的栅极一个负电压v
gs
，此时源漏电压v
sd
相比输出电压大的多。buck稳压器gan下管的源漏电压与输出电压一起叠加在buck稳压器中电感l两端，大幅提高了电感l两端的电压并提高了电感电流i
l
的响应速度，使得电感电流i
l
可以更好的跟随负载电流，减小负载电流与电感电流i
l
的差值(即减小流向输出电容的电流)，从而可以减少输出电压的超调。相比于现有的抑制瞬态电压过冲的方法，本发明所提出的减小buck稳压器瞬态电压过冲的gan开关管驱动控制方法具有以下优点：1)在使用电容数量和电容容值一致的情况下，电压超调量明显变小，瞬态过程明显加快，输出电压更为稳定，从而可以保证处理器的稳定运行；在保证电压超调一致的情况下，可以用更少的电容数量和更小的电容容值，减小了功率板的面积，提升了功率密度。2)该控制方法无需修改主功率电路，仅需修改驱动控制电路，不会影响主功率电路的工作状态而且易于实施，相比于提高主电路工作频率的方法，该方法具有更高的效率；相对比于使用耦合电感的方法，该方法更易于实现且具有更高的功率密度。3)该控制方法无需外部补偿电路就可以减小输出电压的超调，相比于增加快速补偿电路的方法，该方法更易于实施且损耗更小。
[0030]
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
[0031]
为了更清楚地说明本发明具体实施方式中的技术方案，下面将对具体实施方式描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0032]
图1是本发明所提出的一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制方法的实施电路示意图；
[0033]
图2是本发明所提出的减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制方法所应用于的主电路拓扑图；
[0034]
图3是主电路拓扑图中gan开关管在反向导通时v
gs
与v
sd
的关系图；
[0035]
图4是主电路拓扑图中在gan下管导通时的等效电路图；
[0036]
图5是本发明所提出的另一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制方法的实施电路示意图；
[0037]
图6是本发明所提出的减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制方法的实施电路中比较输出电压vo与比较电平v
ref
的滞环比较器示意图；
[0038]
图7是主电路拓扑图中负载变化控制的电路示意图；
[0039]
图8是主电路在负载突降瞬态变化时的主要波形比较图，其中(a)是应用传统驱动控制方法下的波形图，(b)在应用本发明所提出的gan开关管驱动控制方法的波形图；
[0040]
图9是传统驱动控制方法下通过增大输出电容来减小输出电压超调的波形图。
具体实施方式
[0041]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0042]
作为本发明的某一具体实施方式，一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制方法，当buck稳压器出现负载突降时，向buck稳压器gan下管的栅极施加负电压v
gs
。
[0043]
优选的，buck稳压器gan下管的栅极施加的负电压v
gs
与buck稳压器gan下管的源漏电压v
sd
满足如下关系：
[0044][0045]
式中，i
sd
为buck稳压器gan下管的反向电流；g
fs
为buck稳压器gan下管的跨导；v
th
为buck稳压器gan下管的导通阈值电压。
[0046]
如图2所示的buck稳压器主电路在负载突降的过程中，输出电压会有超调并且大于给定的比较电平v
ref
，等效电路图如图4所示，此时因为负电压进入buck稳压器gan下管的栅极，所以在buck稳压器gan下管的栅极电压为负，由图3中自举电路中自举电容负端的负电压与buck稳压器gan下管的源漏电压之间的关系可以得到此时buck稳压器gan下管的源漏电压v
sd
，该电压比输出电压大的多。buck稳压器gan下管的源漏电压v
sd
与电感电流的变化率满足如下关系：
[0047][0048]
式中，i
l
为buck稳压器电感的电流；l为buck稳压器电感的感值。
[0049]
由于电感电流的变化率显著增大，所以大幅提高了电感电流i
l
的响应速度，使得电感电流i
l
可以更好的跟随负载电流，减小负载电流与电感电流i
l
的差值(即减小流向输出电容的电流)，从而可以减少输出电压的超调。由此，可以看到，通过给buck稳压器gan下管的栅极一个负的栅极电压，可以显著提高电感电流的变化率，从而减少输出电压的超调。
[0050]
作为一优选的实施方式，如图5所示，本发明提供了一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制电路，用于实现所述的一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan驱动控制方法。驱动控制电路包括比较器c、单刀双掷开关s和电源，所述比较器c的输出端与所述单刀双掷开关s的控制端4连接，所述比较器c的同相端和反相端分别用于输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，所述单刀双掷开关s的第一输入端1用于输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号，所述单刀双掷开关s的第二输入端2与所述电源的负端连接，所述单刀双掷开关s的输出端3用于连接buck稳压器gan下管的栅极，所述电源的正端接地，所述电源的电压值为vc。
[0051]
优选的，该实施方式的驱动控制电路还包括电阻r1和电阻r2，所述电阻r1的一端用于输入buck稳压器的输出电压vo，所述电阻r1的另一端分别与所述比较器c的同相端和所述电阻r2的一端连接，所述电阻r2的另一端与所述比较器c的输出端连接，所述电阻r1、电阻r2和所述比较器c连接组成滞环比较器。
[0052]
优选的，电阻r1和电阻r2满足如下关系：
[0053][0054][0055][0056]
其中，v
th1
和v
th2
分别为上限和下限阈值电压，δv为滞环比较器的环宽；v
cc
为比较器c的供电电压，通过设置电阻r1和r2的阻值可以调整阈值电压的大小和滞环的环宽。
[0057]
在使用时，将所述单刀双掷开关s的输出端3与buck稳压器gan下管的栅极连接；
[0058]
向所述比较器c的同相端和反相端分别输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，向所述单刀双掷开关s的第一输入端1输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号；
[0059]
当buck稳压器负载突降时，即所述输出电压vo高于所述比较电平v
ref
时，所述单刀双掷开关s的控制端4控制所述单刀双掷开关s切换至所述单刀双掷开关s的第二输入端2，此时相当于给buck稳压器gan下管的栅极一个负电压v
gs
，此时源漏电压v
sd
相比输出电压大的多。buck稳压器gan下管的源漏电压与输出电压一起叠加在buck稳压器中电感l两端，大幅提高了电感l两端的电压并提高了电感电流i
l
的响应速度，使得电感电流i
l
可以更好的跟随负载电流，减小负载电流与电感电流i
l
的差值(即减小流向输出电容的电流)，从而可以减少输出电压的超调。。
[0060]
当buck稳压器出现负载突增或正常工作时，即输出电压vo低于比较电平v
ref
时，所述单刀双掷开关s的控制端4控制所述单刀双掷开关s切换至所述单刀双掷开关s的第二输入端1，buck稳压器gan下管的栅极驱动信号通过单刀双掷开关s进入buck稳压器gan下管的栅极。在稳态工作时，由于输出电压始终小于给定的比较电平v
ref
，实际电路的工作模式与传统情况下稳态工作模式一致。
[0061]
作为另一优选的实施方式，如图1所示，本发明提供了一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan开关管驱动控制电路，用于实现所述的一种减小buck稳压器瞬态过冲的gan驱动控制方法。驱动控制电路包括比较器c、pmos开关管q1、nmos开关管q2和自举电路，所述比较器c的输出端分别与所述pmos开关管q1的栅极和所述nmos开关管q2的栅极连接，所述比较器c的同相端和反相端分别用于输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，所述pmos开关管q1的源极用于输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号，所述pmos开关管q1的漏极与所述自举电路中自举电容的负端连接，所述pmos开关管q1的漏极还用于连接buck稳压器gan下管的栅极，所述nmos开关管q2的漏极与所述自举电路中自举电容的正端连接，所述nmos开关管q2的源极接地，所述自举电路中自举电容的电压值为vc。
[0062]
优选的，自举电路包括自举二极管db、电阻rb、自举电容cb和齐纳二极管dz，所述自举二极管db的正端用于连接供电电源，所述自举二极管db的负端与所述电阻rb的一端连接，所述电阻rb的另一端分别与所述自举电容cb的正端和所述齐纳二极管dz的负端连接，所述自举电容cb的负端与所述齐纳二极管dz的正端连接。如图1所示，其中自举电路可以在自举电容cb的正端和负端上产生自举电压vc。当buck稳压器gan下管的栅极电压vg处于低电平时，供电电源通过自举二极管db给自举电容cb充电；当vg处于高电平时，自举二极管db被钳位不导通，电压vc通过自举电容cb保持电压，齐纳二极管dz将电容电压钳位至所需的值。
[0063]
优选的，该实施方式的驱动控制电路还包括电阻r1和电阻r2，所述电阻r1的一端用于输入buck稳压器的输出电压vo，所述电阻r1的另一端分别与所述比较器c的同相端和所述电阻r2的一端连接，所述电阻r2的另一端与所述比较器c的输出端连接，所述电阻r1、电阻r2和所述比较器c连接组成滞环比较器。
[0064]
优选的，电阻r1和电阻r2满足如下关系：
[0065][0066][0067][0068]
其中，v
th1
和v
th2
分别为上限和下限阈值电压，δv为滞环比较器的环宽；v
cc
为比较器c的供电电压，通过设置电阻r1和r2的阻值可以调整阈值电压的大小和滞环的环宽。
[0069]
在使用时，将所述pmos开关管q1的漏极与buck稳压器gan下管的栅极连接；
[0070]
向所述比较器c的同相端和反相端分别输入buck稳压器的输出电压vo和比较电平v
ref
，向所述pmos开关管q1的源极输入buck稳压器gan下管的栅极驱动信号；
[0071]
当buck稳压器负载突降时，即所述输出电压vo高于所述比较电平v
ref
时，所述比较
器c的输出电平v
g1
为高电平，所述pmos开关管q1关断，所述nmos开关管q2导通，所述自举电路中自举电容的正端通过所述nmos开关管q2接地，所述自举电路中自举电容负端的电压进入buck稳压器gan下管的栅极，此时相当于给buck稳压器gan下管的栅极一个负电压v
gs
，此时源漏电压v
sd
相比输出电压大的多。buck稳压器gan下管的源漏电压与输出电压一起叠加在buck稳压器中电感l两端，大幅提高了电感l两端的电压并提高了电感电流i
l
的响应速度，使得电感电流i
l
可以更好的跟随负载电流，减小负载电流与电感电流i
l
的差值(即减小流向输出电容的电流)，从而可以减少输出电压的超调。
[0072]
当buck稳压器出现负载突增或正常工作时，即输出电压vo低于比较电平v
ref
时，比较器c的输出电平vg1为低电平，pmos开关管q1导通，nmos开关管q2关断，buck稳压器gan下管的栅极驱动信号通过pmos开关管q1进入buck稳压器gan下管的栅极。在稳态工作时，由于输出电压始终小于给定的比较电平v
ref
，实际电路的工作模式与传统情况下稳态工作模式一致。
[0073]
为了更好的实施该gan开关管驱动控制方法，并且可以在所需的时间实现负载的增大与减小，如图7所示为负载变化控制的电路图。通过控制开关管q5的通断可以实现非常迅速的负载切换。当开关管q5关断时，负载电阻为r
l1
，这时负载为小电流；当开关管q5导通时，负载电阻为r
l1
//r
l2
，这时负载为大电流。开关管q5的控制信号可由信号发生器给出，通过信号发生器的控制信号可以决定负载的大小。
[0074]
图8给出了负载突降瞬态变化时主要波形的比较：在图8(a)中，v
g1
为低电平，电路工作在传统模式，在负载突降瞬态过程中，v
dsq2
约为0v，电感电流变化率为2.5a/μs，输出电压超调为115mv，过渡时间约为12μs；图8(b)示出了本发明所提出的gan开关管驱动控制方法的波形，可以看到，电压超调和过渡时间大大减少。在图8(b)中，vc＝3v，v
dsq2
在瞬态过程中约为-5v。电感电流的变化率为15a/μs，输出电压的超调量为52mv，过渡时间约为2.4μs。与图8(a)中的传统方法相比，本发明所提出的驱动控制方法的输出电压超调量减少了55％，过渡时间减少了80％。
[0075]
图9出了在传统控制方法下通过增大输出电容来减小输出电压超调的波形，其中v
g1
设置为0v。将图9与图8(b)中的输出电压超调保持一致，图9的输出电容总电容值为606μf，图9中的输出电容总电容值增加到1416μf。在相同的电压超调下，使用本发明所提出的驱动控制方法，过渡时间可减少77％，输出电容容值可减少57％。
[0076]
最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。