一种带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除系统及控制方法与流程

1.本发明涉及电力电子控制技术，具体涉及一种用于带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除系统及控制方法。


背景技术：

2.近年来，随着功率电子技术的快速发展，永磁同步电机(pmsm)因其高效、易控制以及功率密度高等优点，广泛应用于家用电器、电动汽车、数控机床等诸多领域。目前，传统型永磁同步电机变频驱动系统主要由整流器、功率因数校正电路、电解电容、逆变器以及pmsm组成。在单相交流供电的情况下，直流母线电压由于输入输出功率差异问题会大幅度波动，通常采用大容量储能电容进行输出纹波消除。目前电解电容是唯一具有足够能量密度以适应高功率应用的储能电容，但其体积大、成本高、寿命短并且高温易漏液，整机寿命被钳制于电解电容寿命，严重影响了系统的小型化与可靠性。
3.为了有效减小系统体积、提高系统可靠性，采用寿命时间长的小容量的薄膜电容/陶瓷电容取代大容量电解电容。但对于薄膜/陶瓷电容而言，一般最大只有几十微法，小电容在吸收电网脉动功率时，直流母线电压不可避免地出现大输出纹波。这种直流母线电压存在的二倍电网频率的电压波动会对永磁同步电机转矩、转速造成直接影响，进而降低电机运行性能。因此，如何使带电机负载的小电容变频器同时兼顾高功率密度与电机输出性能成为研究热点，具有较大研究价值。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除系统及控制方法。
5.实现本发明目的的技术解决方案为：一种带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除系统，包括单相交流输入、单相不控二极管整流、pfc变换器、两端口分裂式虚拟电容、逆变器和永磁同步电机，其中不控整流电路单元的输入端与单相交流输入相连，不控整流电路输出端的正极与pfc变换器输入端的正极相连，不控整流电路输出端的负极与pfc变换器输入端的负极相连；pfc变换器输出端的正极与两端口分裂式虚拟电容输入端的正极相连，pfc变换器输出端的负极与两端口分裂式虚拟电容输入端的负极相连；两端口分裂式虚拟电容输出端的正极与直流母线的正极相连，两端口分裂式虚拟电容输出端的负极与直流母线的负极相连；逆变器输入端的正极与直流母线的正极相连，逆变器输入端的负极与直流母线的负极相连，逆变器的输出端与永磁同步电机三相绕组连接；
6.两端口分裂式虚拟电容由小容量薄膜/陶瓷电容和由电感、储能电容以及第一至第四功率开关管组成的h桥功率变换器并联组成，其中小容量薄膜/陶瓷电容正输出端与pfc变换器中主功率二极管的阴极、电感的一端相连接，电感的另一端与第一功率开关管的源极、第二功率开关管的漏极相连接，小容量薄膜/陶瓷电容负输出端与第三功率开关管的
源极、第四功率开关管的漏极相连接，第一功率开关管的漏极、第三功率开关管的漏极、储能电容的一端相连接，第二功率开关管的源极、第四功率开关管的源极、储能电容的另一端相连接。
7.进一步的，所述单相不控二极管整流电路由第一至第四整流二极管组成，其中第一整流二极管与第三整流二极管串接组成一个桥臂以及第二整流二极管与第四整流二极管组成另一桥臂。
8.进一步的，pfc变换器由升压电感、主功率二极管、主功率开关管组成boost pfc电路，其中单相不控二极管整流电路的直流侧正输出端与升压电感的一端连接，升压电感的另一端同时与主功率开关管的漏极、主功率二极管的阳极连接，主功率开关管的源极与单相不控二极管整流电路的直流侧负输出端和小容量薄膜/陶瓷电容负输出端连接，主功率二极管的阴极与小容量薄膜/陶瓷电容正输出端连接。
9.进一步的，储能电容取值与储能电容cs电压变化范围有关，与采用功率变换器种类无关，具体关系为：
[0010][0011]
其中vm、im分别为交流输入电压、电流的幅值，ω＝2πf
line
，f
line
为交流电网单相输入频率，v
c_max
和v
c_min
分别为储能电容cs的周期性变化瞬时电压的最大值和最小值。
[0012]
进一步的，三相逆变电路由第一至第六逆变器开关管组成，其中第一逆变器开关管的漏极、第三逆变器开关管的漏极、第五逆变器开关管的漏极与小容量薄膜/陶瓷电容正输出端相连接，第二逆变器开关管的源极、第四逆变器开关管的源极、第六逆变器开关管的源极与小容量薄膜/陶瓷电容负输出端相连接，第一逆变器开关管的源极同时连接第二逆变器开关管的漏极和永磁同步电机负载的一端，第三逆变器开关管的源极同时连接第四逆变器开关管的漏极和永磁同步电机负载的一端，第五逆变器开关管的源极同时连接第六逆变器开关管的漏极和永磁同步电机负载的一端。
[0013]
一种带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除控制方法，基于所述的带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除控制系统，实现带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除控制，包括以下步骤：
[0014]
步骤一：检测两端口分裂式虚拟电容的整体电路状态，根据电路状态和期望的电压纹波预设计算吸收纹波所需直流母线总储能电容值c
all
，具体表达式如下所示：
[0015][0016]
其中，p
in
(t)为输入瞬时功率，po为输出功率，ω＝2πf
line
，f
line
为交流电网单相输入频率，积分区间[t
line
/8,3t
line
/8]为直流母线总储能电容充电时间，c
all
为直流母线总储能电容值，δe为直流母线总储能电容所需储存的能量，v
dc_max
和v
dc_min
分别是充电至的最大电压值和放电至的最小电压值，v
dc_ave
为直流母线总储能电容上的平均电压，δv
dc
＝v
dc_max-v
dc_min
为直流母线总储能电容上的纹波电压；
[0017]
综合得到直流母线总储能电容值：
[0018][0019]
其中，vm、im分别为交流输入电压、电流的幅值；
[0020]
步骤二：基于电流控制电流源法，将两端口分裂式虚拟电容等效功率阻抗在s域中求出，具体表达式如下所示：
[0021][0022]
其中，c
dc
为小容量无源电容器的电容值，n为阻抗控制函数值，s为频域；两端口分裂式虚拟电容可等效为c
dc
与等效虚拟电容n
·cdc
并联，即：
[0023]call
＝(n+1)c
dc
[0024]
步骤三：结合步骤一和步骤二求出实时阻抗控制函数值n，具体表达式如下：
[0025][0026]
步骤四：采用电压电流双闭环控制策略，对两端口分裂虚拟电容等效容值与储能电容cs两端电压进行控制，具体为：
[0027]
求取储能小电容平均电压与储能小电容平均电压给定参考值之间的误差，该误差经电压补偿器后，与i
*
相加后，生成期望的分裂电流i2的参考值，其中i
*
为实时阻抗控制函数值n与小容量无源电容器流过电流i1的乘积；求取分裂电流i2实际值与分裂电流i2的参考值之间的误差，该误差经电流补偿器后，生成pwm方波调制信号，来实时控制两端口分裂式虚拟电容内部h桥的开关管，从而达到输出纹波消除的目的。
[0028]
一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时，基于所述的带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除控制方法，实现带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除控制。
[0029]
一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，基于所述的带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除控制方法，实现带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除控制。
[0030]
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：1)在有效抑制母线电压波动的同时，还满足高功率因数、高效率、长寿命、驱动性能优良的特点，可有效改善现有带永磁同步电机负载的小电容变频器方案中直流母线电压波动严重，电机运行性能差的问题。2)提出的两端口分裂式虚拟电容及其控制方法，替代原本的大容量电解电容吸收纹波功率，有效减小了所需储能元件的体积，避免了电解电容的使用，提高系统功率密度的同时兼顾了良好的电机运行性能，提升了整体系统的寿命，增加了系统稳定性。3)两端口分裂式虚拟电容及其控制方法，与电机控制相互独立，无需改变原来负载的连接方式，结构简单，器件成本低，控制简单可行，利于数字化设计。
附图说明
[0031]
图1是本发明的带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除系统的总体结构框图；
[0032]
图2是本发明的两端口分裂式虚拟电容中功率变换器的电压、电流和功率波形图；
[0033]
图3是本发明的两端口分裂式虚拟电容中功率变换器的电压电流双闭环控制框图；
[0034]
图4是本发明实施例的带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除的电路图；
[0035]
图5是本发明实施例的带永磁同步电机负载的小电容变频器使用两端口分裂式虚拟电容前后仿真效果对比图。
具体实施方式
[0036]
为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
[0037]
参见附图1，一种带永磁同步电机负载的小电容变频器输出纹波消除系统，整体结构由单相交流输入、单相不控二极管整流电路1、pfc变换器2、两端口分裂式虚拟电容3、逆变器4和永磁同步电机负载5依次串接组成。单相不控二极管整流电路1的输入端与单相交流输入相连，单相不控二极管整流电路1输出端的正极与pfc变换器2输入端的正极相连，单相不控二极管整流电路1输出端的负极与pfc变换器2输入端的负极相连；pfc变换器2输出端的正极与两端口分裂式虚拟电容3输入端的正极相连，pfc变换器2输出端的负极与两端口分裂式虚拟电容3输入端的负极相连；两端口分裂式虚拟电容3输出端的正极与直流母线的正极相连，两端口分裂式虚拟电容3输出端的负极与直流母线的负极相连；逆变器4输入端的正极与直流母线的正极相连，逆变器4输入端的负极与直流母线的负极相连，逆变器4的输出端与永磁同步电机三相绕组5连接。
[0038]
参见附图4，单相不控二极管整流电路1由整流二极管d
1-d4组成，其中第一整流二极管d1与第三整流二极管d3串接组成一个桥臂以及第二整流二极管d2与第四整流二极管d4组成另一桥臂。
[0039]
pfc电路2由升压电感lb、主功率二极管db、主功率开关管sb组成boostpfc电路，实现功率因数校正功能，其中单相不控二极管整流电路1的直流侧正输出端与升压电感lb的一端连接，升压电感lb的另一端同时与主功率开关管sb的漏极、主功率二极管db的阳极连接，主功率开关管sb的源极与单相不控二极管整流电路1的直流侧负输出端和小容量薄膜/陶瓷电容c
dc
负输出端连接，主功率二极管db的阴极与小容量薄膜/陶瓷电容c
dc
正输出端连接。
[0040]
两端口分裂式虚拟电容3是由功率半导体开关和无源元件实现，由小容量薄膜/陶瓷电容c
dc
和由电感l2、储能电容cs以及功率开关管s
1-s4组成的h桥功率变换器并联组成，其中小容量薄膜/陶瓷电容c
dc
正输出端与主功率二极管db的阴极、电感l2的一端相连接，电感l2的另一端与第一功率开关管s1的源极、第二功率开关管s2的漏极相连接，小容量薄膜/陶瓷电容c
dc
负输出端与第三功率开关管s3的源极、第四功率开关管s4的漏极相连接，第一功
率开关管s1的漏极、第三功率开关管s3的漏极、储能电容cs的一端相连接，第二功率开关管s2的源极、第四功率开关管s4的源极、储能电容cs的另一端相连接。cs取值与储能电容cs电压变化范围有关，与采用功率变换器种类无关。
[0041][0042]
三相逆变电路4由逆变器开关管s
i1-s
i6
组成，其中第一逆变器开关管s
i1
的漏极、第三逆变器开关管s
i3
的漏极、第五逆变器开关管s
i5
的漏极与小容量薄膜/陶瓷电容c
dc
正输出端相连接，第二逆变器开关管s
i2
的源极、第四逆变器开关管s
i4
的源极、第六逆变器开关管s
i6
的源极与小容量薄膜/陶瓷电容c
dc
负输出端相连接，第一逆变器开关管s
i1
的源极同时连接第二逆变器开关管s
i2
的漏极和永磁同步电机负载5的一端，第三逆变器开关管s
i3
的源极同时连接第四逆变器开关管s
i4
的漏极和永磁同步电机负载5的一端，第五逆变器开关管s
i5
的源极同时连接第六逆变器开关管s
i6
的漏极和永磁同步电机负载5的一端。
[0043]
两端口分裂式虚拟电容的控制器6中包括采样电路，对来自交流电网的输入电压、输入电流以及直流母线两端电压进行采样；以及实时阻抗控制函数值n计算单元，在电流模式下实现电容乘法器，使两端口分裂式虚拟电容等效为可平衡瞬时输入功率与输出功率的大电容(1+n)c
dc
。具体步骤如下：
[0044]
步骤一：两端口分裂式虚拟电容控制器中的采样电路检测当前的整体电路状态，根据电路状态和期望的电压纹波预设计算吸收纹波所需直流母线总储能电容值c
all
，具体表达式如下所示：
[0045][0046]
其中，p
in
(t)为输入瞬时功率，po为输出功率，ω＝2πf
line
，f
line
为交流电网单相输入频率，积分区间[t
line
/8,3t
line
/8]为直流母线总储能电容充电时间，c
all
为直流母线总储能电容值，δe为直流母线总储能电容所需储存的能量，v
dc_max
和v
dc_min
分别是充电至的最大电压值和放电至的最小电压值，v
dc_ave
为直流母线总储能电容上的平均电压，δv
dc
＝v
dc_max-v
dc_min
为直流母线总储能电容上的纹波电压；
[0047]
根据上述方程组，可得：
[0048][0049]
其中，vm、im分别为交流输入电压、电流的幅值。
[0050]
步骤二：基于电流控制电流源法，将两端口分裂式虚拟电容等效功率阻抗在s域中求出，具体表达式如下所示：
[0051][0052]
其中，c
dc
为小容量无源电容器的电容值，n为阻抗控制函数值，s为频域；
[0053]
可以得出，两端口分裂式虚拟电容可等效为c
dc
与等效虚拟电容n
·cdc
并联，即：
[0054]call
＝(n+1)c
dc
[0055]
步骤三：结合步骤一和步骤二求出实时阻抗控制函数值n，具体表达式如下：
[0056][0057]
此时，从能量吸收角度，母线电压上的二次纹波能量被两端口分裂式虚拟电容分成两部分吸收，一小部分由小容量无源电容吸收，其余部分由功率变换器中的储能电容吸收，具体表达式如下：
[0058][0059]
其中，δe为直流母线总储能电容所需吸收的能量；δe
cdc
为小容量无源电容c
dc
吸收的能量；δe
cs
为功率变换器中储能电容cs吸收的能量。具体实施例中的两端口分裂式虚拟电容中功率变换器的电压、电流和功率波形见附图2。
[0060]
步骤四：采用电压电流双闭环控制策略，对两端口分裂虚拟电容等效容值与储能电容cs两端电压进行控制；求取储能小电容平均电压与储能小电容平均电压给定参考值之间的误差，该误差经电压补偿器后，与i
*
相加后，生成期望的分裂电流i2的参考值，其中i
*
为实时阻抗控制函数值n与小容量无源电容器c
dc
流过电流i1的乘积。求取分裂电流i2实际值与分裂电流i2的参考值之间的误差，该误差经电流补偿器后，生成pwm方波调制信号，来实时控制两端口分裂式虚拟电容内部h桥的开关管s
1-s4，从而达到输出纹波消除的目的。
[0061]
由电磁转矩公式：
[0062]
tc＝1.5p(ψfiq+(l
d-lq)idiq)
[0063]
可知，电机电磁转矩由q轴电流分量决定，直流母线电压的电压波动减小,q轴电流中的频率波动减小，因此电机电磁转矩波动明显减小。
[0064]
由运动方程公式：
[0065][0066]
其中，id、iq分别为d、q轴定子电流；ld、lq分别为d、q轴电感；ψf为永磁磁链；p为电机极对数；te为电机电磁转矩；t
l
为负载转矩；r
ω
为电机阻尼系数；j为电机转子的转动惯量；ωr为电机机械角速度。从此公式可知，在电机负载转矩不变的情况下，电机转速由电机的电磁转矩决定。因此，电机运行过程中电机转速的波动也会随之减小。
[0067]
综上所述，本发明各部分电路控制部分相互独立，同时进行，能在有效抑制直流母线电压波动的同时，具有高输入功率因数、寿命长、驱动性能优良的优点，能有效改善现有小电容变频器带电机负载驱动系统直流母线电压波动严重，电机静动态性能差的问题。
[0068]
实施例
[0069]
为了验证本发明方案的有效性，进行如下仿真实验。
[0070]
本实施例具体实现参数如下：单相交流输入电压220vac/50hz，直流母线电压400v,直流母线上小容量电容c
dc
150uf，功率变换器中的储能电容cs265uf，此时n为22。在相同的电路条件下，使用小容量电解电容和两端口分裂式虚拟电容的实施效果如图5所示。
[0071]
可以看出通过上述的控制，两端口分裂式虚拟电容与无源大容量电解电容效果相同，起到相同的纹波功率吸收的作用，通过有源开关将直流母线上小容量电容c
dc
无法吸收
的功率转移到功率变换器中的储能电容cs中。由于储能电容cs允许较大电压波动，因此可明显减小电容值，提高整机功率密度，既保证了原有pfc功能，又有效抑制母线电压波动。
[0072]
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
[0073]
以上所述实施例仅表达了本技术的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本技术范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本技术构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本技术的保护范围。因此，本技术的保护范围应以所附权利要求为准。