不对称半桥反激变换器及其谐振抑制方法与流程

1.本发明涉及电力电子领域，特别涉及一种不对称半桥反激变换器及其谐 振抑制方法。


背景技术：

2.与常规的不对称半桥反激变换器相比，如不对称半桥反激变换器 (asymmetric half bridge converter，简称ahb)既具有较低的电压应力，同时又 能够利用漏感的能量来实现开关管的零电压开启，实现了漏感能量的回收和 高效率，并且容易实现自驱动同步整流，在有效提升效率的同时减小变压器 体积，成为一个比较好的应用方案；或如有源钳位不对称半桥反激变换器主 开关管关断瞬间，尖峰电压和高次谐波通过钳位电容耦合到电源上，达到主 开关管漏极电压钳位的目的，降低主开关管的关断损耗，从而降低开关电源 的功率损耗。
3.如图1和图2所示的不对称半桥反激变换器包括变压器，第一开关管q1 和第二开关管q2，与所述变压器的原边绕组及所述第二开关管q2连接成谐 振回路的第一电感l1和第一电容c1。在传统方案中，第一开关管q1关断后， 经过死区时间第二开关管q2开通，同时变压器副边也导通，原边绕组电压被 钳位在nvo(n＝np/ns为变压器原副边的匝数比，vo为变换器输出电压)， 因此漏感lk与第一电容c1开始谐振。谐振幅度为：其 中，vc0为第二开关管q2刚导通时刻的第一电容电压，z为漏感lk与第一 电容c1的等效阻抗。
4.如图3所示，在正常情况下第一电容电压vc与nvo接近，谐振幅值处于 正常可接受范围；如图4所示，当异常情况发生时，第一电容c1已充入过多 电荷，电压抬升较多，因此漏感电流谐振幅度变大，此时可能超过辅助管可 接受范围，严重影响系统稳定性和安全性。


技术实现要素：

5.本发明的目的是提供一种不对称半桥反激变换器及其谐振抑制方法，用 以在第二开关管导通时避免谐振电流的谐振幅度过大，带来系统的稳定性和 安全性问题。
6.为实现上述目的，本发明提供了一种不对称半桥反激变换器的谐振抑制 方法，
7.与现有技术相比，本发明之技术方案具有以下优点：本发明不对称半桥 反激变换器时通过限制第一电容充电来避免第一电容充入过多电荷，避免第 二开关管导通漏感电流谐振幅度变大而超过辅助管可接受范围，从而影响到 系统的稳定性和安全性；通检测第一电容电压的变化率和第一电容电压的变 化率变化量中的至少之一来判断谐振幅度的大小，在谐振幅度超过谐振阈值 时及时关断第二开关管，避免漏感电流谐振幅度变大而超过辅助管可接受范 围，从而影响到系统的稳定性和安全性。
附图说明
8.图1为不对称半桥反激变换器实施例一拓扑结构图；
9.图2为不对称半桥反激变换器实施例一拓扑结构图；
10.图3为不对称半桥反激变换器正常工作时的波形图；
11.图4为不对称半桥反激变换器异常工作时的波形图；
12.图5为本发明不对称半桥反激变换器控制电路的原理图；
13.图6为本发明图5中谐振预判断电路实施例一的原理图；
14.图7为本发明图5中谐振预判断电路实施例二的原理图；
具体实施方式
15.以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅 限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、 等效方法以及方案。
16.为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说 明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全 理解本发明。
17.在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是， 附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅 助说明本发明实施例的目的。
18.如图1和图2所示，示意了本发明不对称半桥反激变换器的两种拓扑结 构，包括第一开关管q1、第二开关管q2、第一电容c1、等效的漏感lk、变 压器及与变压器副边连接的同步整流管d0，变压器原副边绕组的匝数分别为 np和ns；第一开关管q1为变换器主开关管，第二开关管q2为变换器辅开 关管；变压器原边绕组及第一电容c1串联，并与第二开关管q2连接成谐振 回路，第一开关管q1连接谐振回路；在第一开关管q1导通时，变换器的输 入电压vin给原边绕组充电，变压器磁芯储能，同步整流管截止；在第一开 关管q1关断后，经过死区时间第二开关管q2导通，同时副边也导通，磁芯 释能，变压器原边绕组放电到副边绕组，变换器的输出电压为vo，变压器原 边绕组电压被钳位在n*vo(n＝np/ns)，漏感lk和第一电容c1开始谐振； 不对称半桥反激变换器还包括辅助绕组na，一般用来检测变压器两端的信息， 正常工作情况下，第一开关管q1导通时，辅助绕组na两端的电压为：
19.vaux＝-na/np*(vin-vc) (1)；
20.其中，na/np为辅助绕组和原边绕组的匝数比，vin为输入电压，vc为第一 电容电压；通过在辅助绕组na两端并联串联的两个分压电阻r1和r2，检测 分压电阻r1和r2连接端的电压获得的电压检测信号可表征辅助绕组两端的 电压；另一种实施例中，一个电阻连接辅助绕组na第一端，辅助绕组na第 二端接地，通过钳位辅助绕组na第一端的电压，并采样流过该电阻的电流获 得所述电压检测信号。
21.如图3所示，示意了不对称半桥反激变换器正常工作时的波形图，第一 开关管q1受高电平驱动导通时，励磁电感lm充电，励磁电流i
lm
上升，第 一电容电压vc与电压n*vo接近，辅助绕组电压v
aux
＝-na/np*(vi-vc)为负压； 第一开关管q1关断经死区时间(t1-t2时间)后第二开关管q2受高电平驱动 导通，励磁电感lm放电，励磁电感电流i
lm
下降，漏感lk和第一电容c1谐 振，漏感电流i
lk
谐振波形如图所示，第一电容电压vc稳定在原边绕组电压 n*vo附近，辅助绕组电压v
aux
从-na/np*(vin-vc)上升到na/np*(vin-vc)， 第一开关管q1两
端的电压v
ds_q1
从低电平上升到高电平。正常工作时，第一 电容c1没有充入过多电荷，漏感电流i
lk
谐振的幅度没有超过第二开关管q2 能承受的范围。
22.如图4所示，示意了不对称半桥反激变换器异常工作时的波形图，在第 一开关管q1的导通时间期间，与如图3所示的波形相比，励磁电感电流i
lm
波形曲线上升，第一电容电压vc上升其峰值较高，明显大于原边绕组电压 n*vo，此外第一电容电压vc的上升斜率也由小变大；辅助绕组电压v
aux
从 导通时刻到关断时刻的出现较大压差，没有稳定在电压-na/np*(vin-vc)附近； 第一开关管q1的关断后，励磁电感电流i
lm
下降，漏感电流i
lk
谐振幅度更大， 辅助绕组电压v
aux
在第二开关管q2导通期间也出现了较大压差，没有稳定 在电压na/np*(vin-vc)附近。图中虚线波形和实线波形分别示意了异常工作 时第一开关管q1在导通时间长和导通时间短两种情况下的波形，从图中显而 易见，异常工作状态下，第一开关管q1的导通时间越长(对应图中虚线波形)， 励磁电感电流i
lm
随时间积分越大即磁芯积累的电荷量越多；第一电容c1充 电时间更长，第一电容电压vc与其初始电压的压差越大；第一开关管q1关 断后，漏感电流i
lk
的谐振幅度越大，远远大于第一开关管q1导通时间短时 对应的漏感电流i
lk
的谐振幅度；辅助绕组的电压v
aux
在第一开关管q1导通 期间和在第二开关管q2导通期间也分别出现了较大压差。
23.关于本发明变换器第二开关管q2导通后漏感lk和第一电容c1产生的 谐振，在正常工作时，如图2中所示，第一电容电压vc和原边绕组的钳位电 压nvo接近；当谐振幅度过大时，如图3中所示，vc0-nvo＝δvc/2，漏感lk 上产生的最大谐振电流为：
[0024][0025]
其中，vc0为第二开关管q2刚导通时的第一电容电压，z为第一电容c1和 励磁电感lm的谐振阻抗，i
lkini
为漏感lk的初始电流。在单个开关周期中， 输入电压vin可以近似为不变，由式(1)可知第一开关管q1导通期间辅助 绕组电压的波动vaux-vaux_0可等效为第一电容电压的波动δvc，根据式(2) 进一步可得式(3)：
[0026][0027]
其中，vaux为辅助绕组两端电压，vaux_0为第二开关管q2刚导通时刻辅助 绕组两端的电压，vset1为设置的阈值电压，当vaux-vaux_0《vset1时，实时 关断第一开关管q1；或者，根据第一电容电压的变化率来预判断谐振电流幅 度，在变化率超过相应阈值时，关断第一开关管q1；或者，考虑保护累积， 在连续多个开关周期中若辅助绕组的电压波动均都大于阈值电压vset1时，再 根据阈值电压vset1关断第一开关管。由于第一电容c1在第一开关管q1导 通期间和第二开关管q2导通期间分别充放电，使得可以用第一开关管q1导 通期间第一电容电压vc的变化量或者变化率来判断第一电容c1充电的大小， 并以此预判断第二开关管q2导通期间漏感电流ilk谐振幅度的大小；除了通 过采样第一电容电压获得其变化量和变化率外，也可以通过在第一开关管q1 导通期间对励磁电感电流ilm(即第一电容c1充电电流ic)随时间的进行积 分来获得第一电容电压的变化量，具体的，并进一步得到其变 化率δvc/δt，来预判断谐振幅度的大小；在预判断
等于第二阈值vset2，表明电压采样信号的变化率大于相应阈值；逻辑门电路 207接收比较器203和比较器206的输出信号，输出判断谐振幅度是否大于阈 值幅度的判断信号，本实施例中的逻辑门电路207可实现根据所述电压采样 信号的变化量是否超过相应的阈值，或/和所述电压采样信号的变化率是否超 过相应的阈值，来判断谐振回路的谐振幅度是否超过谐振阈值，可实现当所 述电压采样信号的变化量是否超过相应的阈值，或/和所述电压采样信号的变 化率是否超过相应的阈值，控制第一开关管关断。
[0032]
当对判断谐振幅度是否超过谐振阈值的判断精度要求较高时，可根据两 个判断条件来判断谐振幅度是否超过谐振阈值，具体的，电压采样信号的变 化量达到相应阈值且电压采样信号的变化率也达到相应阈值时，才判断谐振 幅度大于谐振阈值，及时关断第一开关管；也可根据至少一个判断条件来判 断谐振幅度是否超过谐振阈值，例如只根据电压采样信号的变化量或变化率 是否超过相应阈值来判断谐振幅度是否超过谐振阈值，当电压采样信号的变 化量或变化率超过相应阈值时，关断第一开关管，判断条件简单且易实现。
[0033]
如图7所示，示意了本发明不对称半桥变换器谐振预判断电路实施例二 的原理图，该实施例是在实施例一的基础上做的进一步补充，与实施例一相 同技术部分不做进一步赘述，还包括第一计数器208和第二计数器209，每个 开关周期中第一计数器208在电压采样信号的变化量超过相应阈值时计数一 次，若电压采样信号的变化量未超过相应阈值则第一计数器208清零，当第 一计数器208在第一时间内的每个开关周期中均计数时，第一计数器208输 出相应计数信号；每个开关周期中第二计数器209在电压采样信号的变化率 超过相应阈值时计数一次，若电压采样信号的变化率未超过相应阈值则第二 计数器209清零，当第二计数器209在第一时间内的每个开关周期中均计数 时，第二计数器209输出相应计数信号；逻辑门电路207接收第一计数器208 的输出信号和第二计数器209的输出信号，该实施例中的逻辑门电路207可 实现根据电压采样信号的变化量是否在第一时间内的每个开关周期中均超过 相应的阈值，或/和所述电压采样信号的变化率是否在第一时间内的每个开关 周期中均超过相应的阈值，来预判断谐振回路的谐振幅度是否超过谐振阈值， 第一时间为连续的n个周期时间，或者为大于一个周期的时间。在第一时间 内，若电压采样信号的变化量在每个开关周期中均超过相应的阈值，或/和所 述电压采样信号的变化率在每个开关周期中均超过相应的阈值，判定谐振幅 度大于谐振阈值，并在第一时间内的最后一个开关周期中，当电压采样信号 的变化量和其变化率中的至少之一达到相应阈值时，关断第一开关管。该实 施例可以避免连续多次因谐振幅度过大而提前关断主开关管从而使得输出不 够，无法实现峰值电流控制进而达不到想要的控制效果。
[0034]
除此之外，虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术， 在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中 一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
[0035]
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在 上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含 在该技术方案的保护范围之内。