一种基于Boost电感的辅助绕组型共模传导电磁干扰反向抵消电路

一种基于boost电感的辅助绕组型共模传导电磁干扰反向抵消电路
技术领域
1.本发明涉及开关电源传导电磁干扰的建模与抑制领域，特别涉及一种基于boost电感的辅助绕组型共模传导电磁干扰反向抵消电路。


背景技术：

2.电磁干扰(electromagnetic interference,emi)是指电子设备或系统在运行中对其所处的电磁环境产生的电磁干扰噪声的幅度。过大的电磁干扰会对处于同一空间的其它电气设备造成影响，甚至导致其无法正常工作。为了减少各类电子设备电磁干扰对其它设备的干扰，各国家及地区相继推出了针对不同电子产品的电磁兼容强制标准。另一方面，不断攀升的开关频率与越发紧凑的pcb布局，使得开关电源中的传导电磁干扰愈发严重。传导电磁干扰的抑制成为亟待解决的问题。
3.随着学术界对电磁干扰产生机理的研究不断深入，各种传导电磁干扰的抑制方法相继被提出。大体上可以分为两个大类：1)在噪声产生后进行降噪；2)在噪声产生阶段进行降噪。
4.在噪声产生后进行降噪，即滤波，是目前电力电子工业领域中最为常用的方法。主流的滤波方案分为无源emi滤波和有源emi滤波(active emi filter,aef)。无源emi滤波主要采用电感与电容等无源元件构成的低通滤波器来抑制emi噪声。无源emi滤波器体积大，甚至可占据30％的变换器面积，对产品的高功率密度设计不利；有源emi滤波器利用运放或三极管等有源器件构建对emi噪声的前馈/反馈电路，体积极小，但受制于带宽要求，成本较高，不利于工业化推广。新兴的数字式有源滤波器同样存在着类似的问题。
5.在噪声产生阶段进行降噪主要通过三种途径实现：1)选择或设计适当的元件，或更好的pcb布局来实现；2)更好的开关调制方案；3)软开关技术。但目前的研究不足，尚未形成完备的理论体系，也缺少行之有效的评估方法。
6.本发明提出了一种基于boost电感的辅助绕组型共模传导电磁干扰反向抵消电路的电路结构，该电路结构简单，相较于无源emi滤波器，具有体积小，重量轻的优点；该电路仅使用少数无源器件，相较于有源emi滤波器，具有成本低，易集成的优点。


技术实现要素：

7.本发明提供了一种基于boost电感的辅助绕组型共模传导电磁干扰反向抵消电路的电路结构。该电路结构不存在电压采样与反馈，结构简单；仅使用三个无源器件，成本低廉，易于实现，且体积极小。
8.一种基于boost电感的辅助绕组型共模传导电磁干扰反向抵消电路，应用于boost变换器，利用与boost功率电感耦合的辅助绕组构建一个与变换器内部噪声源v
ds
波形形状相同，幅值成比例的补偿电压源v
comp
，经过两个补偿电容c
comp1
与c
comp2
注入母线，反向抵消电路中的共模传导电磁干扰；电路结构包括一个与功率电感耦合的辅助绕组l
aux
和两个补偿
电容c
comp1
与c
comp2
，其中，辅助绕组l
aux
与boost变换器的功率电感l相耦合，一端连接到boost变换器的公共地，另一端连接到两个补偿电容c
comp1
与c
comp2
的公共连接端；连接到变换器公共地的一端与功率电感l连接到boost变换器输入正母线的一端互为同名端；两个补偿电容c
comp1
与c
comp2
一端相互连接，另一端分别与boost变换器的输入正负母线相连；所述基于boost电感的辅助绕组型共模传导电磁干扰反向抵消电路在辅助绕组与功率电感绕组理想耦合的条件下，可完全抵消电路中的共模传导电磁干扰，在全频率范围内获得较好的衰减效果；所述电路在辅助绕组与功率电感绕组非理想耦合的条件下也可工作，可在10mhz以下的频率范围内获得较好的衰减效果。
9.所述两个补偿电容c
comp1
与c
comp2
的容值、型号、封装、规格等均完全相同，以构成对称的电路结构，即：
[0010][0011]
所述两个补偿电容c
comp1
与c
comp2
流过的补偿电流极小，选择封装较小的表贴式mlcc陶瓷电容，以减小体积，只需保证其耐压高于boost变换器输入母线电压的一半即可。
[0012]
所述辅助绕组l
aux
与boost变换器功率电感l相互耦合，用于感应出补偿电压v
comp
，进而向母线注入补偿电流。由于补偿电流极小，辅助绕组的构建十分简单。对绕线型功率电感，辅助绕组可由线径较小的铜导线直接在功率电感的磁芯上绕制而成；对平面型功率电感，辅助绕组可在铜箔层增加细走线进行构建，几乎不增加体积。
[0013]
所述辅助绕组l
aux
与boost变换器功率电感l的匝数比可随变换器的实际情况灵活调整，所述反向抵消电路在辅助绕组l
aux
与功率电感l理想耦合的条件下抵消效果最好，若追求全频段范围内较好的衰减效果，选择匝数比为1：1，并将功率电感的粗导线与辅助绕组的细导线绞合后绕制，以获得较高的耦合系数；若要求电路简单，体积极小，并且元件参数灵敏度较低，则辅助绕组可仅选择一匝。
[0014]
boost功率电感与辅助绕组理想耦合时，所述两个补偿电容的容值c
comp1
与c
comp2
、boost变换器跳点对地寄生电容的容值c
par
、boost变换器功率电感l的匝数n以及辅助绕组l
aux
的匝数n
aux
之间应满足关系：
[0015][0016]
此时，所述共模噪声反向抵消电路可完全抵消boost变换器的共模传导电磁干扰，在全频段范围内获得较好的衰减效果。
[0017]
boost功率电感与辅助绕组非理想耦合时，所述两个补偿电容的容值c
comp1
与c
comp2
、boost变换器跳点对地寄生电容的容值c
par
、boost变换器功率电感的自感l以及功率电感绕组和辅助绕组之间的互感m之间应满足关系：
[0018][0019]
此时，所述共模噪声反向抵消电路可在传导电磁干扰的低频范围内，通常150khz-10mhz反向抵消boost变换器的共模传导电磁干扰，但由于非理想耦合引入的漏感，构建的补偿电压存在振铃，为变换器引入一个极高频的谐振峰，该谐振峰可借助外部滤波器滤除，
也可在注入支路添加阻尼电阻进行抑制，由于谐振频率极高，所需外部滤波器体积极小。
[0020]
本发明通过构建与噪声源v
ds
波形形状相同，幅值成比例的补偿电压v
comp
以及阻抗匹配来反向抵消变换器内的共模传导电磁干扰。本发明适用于boost变换器，在功率电感与辅助绕组理想耦合的条件下，可完全抵消boost变换器内的共模传导电磁干扰；在功率电感与辅助绕组非理想耦合的条件下，可在150khz-5mhz的频率范围内提供超过20db的幅值衰减。本发明结构简单，成本低，体积小，易集成，可广泛应用于boost拓扑的变换器，如dc-dc boost变换器、boost型pfc等。
附图说明
[0021]
图1是本发明所述的基于boost电感的辅助绕组型共模传导电磁干扰反向抵消电路的结构示意图及其应用于boost电路时的连接示意图。
[0022]
图2是本发明所述的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost电路时的共模等效电路图。
[0023]
图3是功率电感与辅助绕组理想耦合条件下，本发明所述的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost电路时，变换器pwm信号，变换器内部噪声源v
ds
、构建的补偿电压源v
comp
以及注入的补偿电流i
comp
的波形图。
[0024]
图4是功率电感与辅助绕组理想耦合条件下，本发明所述的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost电路前后共模传导电磁干扰频谱对比。
[0025]
图5是功率电感与辅助绕组非理想耦合条件下(功率电感与辅助绕组间的耦合系数为0.8)，本发明所述的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost电路时，变换器pwm信号，变换器内部噪声源v
ds
、构建的补偿电压源v
comp
以及注入的补偿电流i
comp
的波形图。
[0026]
图6是功率电感与辅助绕组非理想耦合条件下(功率电感与辅助绕组间的耦合系数为0.8)，本发明所述的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost电路前后共模传导电磁干扰频谱对比。
具体实施方式
[0027]
下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。下面结合附图和实施例对本发明做详细说明。
[0028]
本发明基于boost变换器功率mos管q的漏源电压v
ds
是变换器内部共模传导电磁干扰的噪声源的认识，通过辅助绕组构建一个与v
ds
波形形状相同，幅值成比例的补偿电压源v
comp
，并通过适当的连接与阻抗匹配反向抵消v
ds
引起的共模传导电磁干扰。
[0029]
对boost变换器，功率mos开通时，其漏源电压v
ds
为零，此时，功率电感l两端压降为输入母线电压v
in
；功率mos关断时，其漏源电压v
ds
为输出电压vo，此时，功率电感l一端电压为输入母线电压v
in
，一端电压为输出电压vo，两端压降为v
in-vo。因此，功率电感l两端压降v
l
的波形形状与功率mos漏源电压v
ds
完全相同，而幅值成比例。利用与功率电感耦合的辅助绕组，可感应出一个与v
ds
波形形状相同，幅值成比例的补偿电压源v
comp
，通过适当的连接，可使其极性与v
ds
相反；通过补偿电容c
comp1
和c
comp2
与boost变换器跳点对地寄生电容c
par
的
阻抗匹配，可使其注入的补偿电流与v
ds
引起的共模传导电磁干扰电流反向抵消。
[0030]
图1示出了所提出的基于boost电感的辅助绕组型共模传导电磁干扰反向抵消电路的结构示意图及其应用于boost电路时的连接示意图。该电路结构包括一个与boost功率电感耦合的辅助绕组l
aux
以及两个补偿电容c
comp1
与c
comp2
。lisn电路为通用线性阻抗稳定网络，其中，r
lisn
＝50ω，l
lisn
＝50μh，c1＝0.1μf，c2＝1μf。所述电路的详细连接关系表述如下：
[0031]
所述补偿电容c
comp1
与c
comp2
一端相互连接，另一端分别连接到boost变换器的输入正负母线，构成反向抵消电路的注入支路；
[0032]
所述电路应用于boost变换器时，与功率电感l相耦合的辅助绕组l
aux
一端连接到变换器的公共地上，另一端连接到两个补偿电容c
comp1
与c
comp2
的公共连接端；连接到变换器公共地上的一端与功率电感l连接到变换器输入正母线的一端互为同名端；
[0033]
图2示出了所提出的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost电路时的共模等效电路图。为了反向抵消共模传导电磁干扰，首先需要满足：
[0034][0035]
利用戴维宁等效定理可将构建的补偿电压v
comp
与boost变换器内部噪声源v
ds
等效为一个噪声源v
eq
，boost变换器跳点对地寄生电容c
par
与两个补偿电容可等效为一个电容c
eq
，相应的表达式为：
[0036][0037]
功率电感与辅助绕组理想耦合条件下，为实现补偿信号与boost变换器内部噪声信号的反向抵消，补偿电容的容值c
comp
、辅助绕组的匝数n
aux
、变换器功率电感的匝数n以及boost变换器跳点对地寄生电容的容值c
par
应满足以下条件：
[0038][0039]
功率电感与辅助绕组非理想耦合条件下，为实现补偿信号与boost变换器内部噪声信号的反向抵消，补偿电容的容值c
comp
、辅助绕组的自感l
aux
、变换器功率电感的自感l，辅助绕组与功率电感绕组之间的互感m以及boost变换器跳点对地寄生电容的容值c
par
应满足以下条件：
[0040][0041]
图3示出了在simulink中仿真得到的，功率电感与辅助绕组理想耦合条件下所提出的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost变换器时，pwm信号、内部噪声源v
ds
、构建的补偿电压源v
comp
以及注入的补偿电流i
comp
的波形图。仿真的boost变换器工作于ccm模式，输入电压为15v，输出电压为30v，输出功率为120w，boost功率电感绕组与辅助绕组之间的匝数比为10：1。构建的补偿电压源v
comp
与变换器内部的噪声源v
ds
波形形状相同，幅值成比例(有一定直流偏置，但直流偏置对emi无影响)。补偿电流呈现为周期的脉冲状，但峰值仅
为40ma，相较于功率电流很小，对功率环路影响很小。
[0042]
图4示出了在simulink中仿真得到的，功率电感与辅助绕组理想耦合条件下所提出的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost变换器前后共模传导电磁干扰频谱对比。其中，颜色较浅的线为未接入共模噪声反向抵消电路时boost变换器的共模传导电磁干扰频谱；颜色较深的线为接入共模噪声反向抵消电路后boost变换器的共模传导电磁干扰频谱。接入反向抵消电路后，boost变换器的共模传导电磁干扰频谱在全频段范围内均有超过40db的衰减，证明了所述电路的有效性。
[0043]
图5示出了在simulink中仿真得到的，功率电感与辅助绕组非理想耦合条件下所提出的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost变换器时，pwm信号、内部噪声源v
ds
、构建的补偿电压源v
comp
以及注入的补偿电流i
comp
的波形图。此时，boost变换器功率电感的自感为100μh，辅助绕组的自感为1μh，两绕组间的耦合系数为0.8。此时，受到非理想耦合的影响，基于辅助绕组构建的补偿电压源v
comp
在上升沿与下降沿出现了振铃，并影响到注入的补偿电流i
comp
中。
[0044]
图6示出了在simulink中仿真得到的，功率电感与辅助绕组非理想耦合条件下所提出的共模传导电磁干扰反向抵消电路应用于boost变换器前后共模传导电磁干扰频谱对比。其中，颜色较浅的线为未接入共模噪声反向抵消电路时boost变换器的共模传导电磁干扰频谱；颜色较深的线为接入共模噪声反向抵消电路后boost变换器的共模传导电磁干扰频谱。接入反向抵消电路后，boost变换器的共模传导电磁干扰频谱在低频段有明显衰减，验证了所述电路的有效性。在高频段，受到非理想耦合产生的漏感的影响，出现了较高谐振频率的谐振峰，但由于谐振频率极高，只需要外部配合很小的无源滤波器即可滤除。