一种具有高度集成磁耦合器的IPT系统及IPT系统集成方法

一种具有高度集成磁耦合器的ipt系统及ipt系统集成方法
技术领域
1.本发明涉及无线电能传输技术，具体涉及一种具体高度集成磁耦合器的ipt系统及ipt系统集成方法。


背景技术：

2.随着人口和经济的快速增长，传统能源短缺、环境污染问题日益突出。磁耦合式无线电能传输(ipt)系统已被证明是一种出色的解决方案，具有避免笨重的电缆、电流隔离的可用性、更自由的操作、防风雨、低维护和更高的安全性等特点。它已广泛应用于生物医学植入物、消费电子产品和电动汽车。
3.ipt系统摆脱了物理介质的束缚，使原边线圈和副边线圈具有相当大的灵活性。然而，机械独立性使得很难完全对齐。偏移会导致耦合线圈之间的互感发生变化，从而导致传输功率的降低、不稳定和更多的功率损耗。因此，抗偏移性能是ipt系统的一个重要性能指标。
4.在前人研究的基础上，ipt系统的抗偏移性能改善主要从以下三个方面进行研究。第一个是通过改变磁耦合机构的形状来减小发射线圈和接收线圈之间互感的变化。这些方法的重点是通过线圈形状、磁芯结构、线圈极性和绕组方法的设计来实现稳定的单耦合功率传输。第二个是采用控制方案来匹配偏移下的互感。额外的控制模块增加了ipt系统的复杂性，不同系统的定制要求削弱了通用性。第三个是设计补偿拓扑和参数，以在互感变化下实现稳定的传输功率。在这些方法的参数配置中改变了恒定输出电流特性。由于耦合通道本质上没有改变，因此其抗偏移效果是有限的。
5.lcc补偿拓扑已被广泛采用，因为它提供与耦合系数成正比的功率，并为电池充电应用实现恒定输出电流工作模式。然而，它需要更多的电感元件，这增加了系统的复杂性。同时，外接补偿电感存在以下问题：
6.1)它需要额外的空间，这使得系统体积庞大；
7.2)大电流通过补偿电感时，发热问题难以解决；
8.3)使用更多的磁芯，增加了成本；
9.4)不利于无线电能传输设备的模块化。


技术实现要素：

10.为解决上述问题，本发明提出了一种具有高度集成磁耦合器的ipt系统及ipt系统集成方法，在该方法中提出了三种集成线圈。其中，集成反向发射线圈是为了实现更好的抗偏移特性和高效率；次级侧集成电感线圈旨在实现零电压开关(zvs)条件配置，使输出功率和抗偏移特性不受影响；初级侧集成电感线圈旨在实现与其他线圈去耦，在不影响特性的情况下进一步提高了紧凑性。
11.在第一方面，本发明提供了一种具有高度集成磁耦合器的ipt系统，所述ipt系统包括逆变器、高度集成磁耦合器、整流器和负载；所述高度集成磁耦合器包括发射端和接收
端；所述发射端包括发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
、初级侧集成电感线圈l
pf
、第一磁芯板和第一屏蔽板；第一磁芯板放置于第一屏蔽板上，发射线圈l
p1
设置在第一磁芯板上，集成反向线圈l
p2
设置于发射线圈l
p1
内部，且集成反向线圈l
p2
和发射线圈l
p1
为中心对称结构；
12.所述接收端包括接收线圈ls、次级侧集成电感线圈l
sf
、第二磁芯板和第二屏蔽板；第二磁芯板放置于第二屏蔽板上，接收线圈ls设置在第二磁芯板上，次级侧集成电感线圈l
sf
设置于接收线圈ls内部。
13.进一步的，初级侧集成电感线圈l
pf
为双级线圈，发射线圈l
p1
和集成反向线圈l
p2
之间设置有4个双级线圈；1个双级线圈有2个电流回路，4个双级线圈共有8个电流回路，且每两个电流回路间的极性相反。
14.在第二方面，基于第一方面提出的高度集成磁耦合器结构，本发明提出了一种具有高度集成磁耦合器的ipt系统集成方法，包括以下步骤：
15.s1.根据ipt系统的工作频率、输入电压和输出功率构建初始磁耦合器；初始磁耦合器包括发射端和接收端；发射端设有发射线圈l
p1
，接收端设有接收线圈ls；发射线圈l
p1
和接收线圈ls的匝数与尺寸是预先设置的，定义发射线圈l
p1
和接收线圈ls间的互感为m
p1s
；
16.s2.在初始磁耦合器的发射端设置集成反向线圈l
p2
，并根据ipt系统的输出功率确定集成反向线圈l
p2
的匝数；定义发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
与接收线圈ls间的互感差为第一互感m
ps
；
17.s3.通过maxwell进行有限元分析，遍历集成反向线圈l
p2
的尺寸，判断第一互感m
ps
是否稳定在40％的对准偏差内，若是，则进入步骤s4，否则继续遍历；
18.s4.在初始磁耦合器的接收端设置次级侧集成电感线圈l
sf
，定义发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
与次级侧集合电感线圈l
sf
间的互感差为第二互感m
psf
；
19.s5.将第二互感m
psf
与第一互感m
ps
的比值定义为ε；遍历次级侧集成电感线圈l
sf
的匝数和尺寸，判断是否满足ε≤ξ，ξ为期望感性指标；若是，则进入步骤s5，否则继续遍历；
20.s6.在初始磁耦合器的发射端设置初级侧集成电感线圈l
pf
，根据初始磁耦合器的发射端的输出功率遍历初级侧集成电感线圈l
pf
的匝数和尺寸，得到最终优化的高度集成磁耦合器。
21.进一步的，所述具有高度集成磁耦合器的ipt系统的电路拓扑包括初级侧lcc拓扑补偿网络和次级侧lcc拓扑补偿网络；所述初级侧lcc拓扑补偿网络包括发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
、初级侧集成电感线圈l
pf
、电容c
p
和电容c
pf
；所述次级侧lcc拓扑补偿网络包括接收线圈ls、次级侧集成电感线圈l
sf
、电容cs和电容c
sf
；
22.所述初级侧集成电感线圈l
pf
、电容c
p
、发射线圈l
p1
和集成反向线圈l
p2
依次串联，电容c
p
、发射线圈l
p1
和集成反向线圈l
p2
组成的电路与电容c
pf
并联；其中发射线圈l
p1
和集成反向线圈l
p2
为反向串联；所述次级侧集合电感线圈l
sf
、电容cs和接收线圈ls依次串联，电容cs和接收线圈ls组成的电路与电容c
sf
并联；
23.发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
与接收线圈ls间的互感差为第一互感m
ps
；发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
与次级侧集合电感线圈l
sf
间的互感差为第二互感m
psf
；发射线圈l
p1
和集成反向线圈l
p2
间的互感为第一同侧内部互感m
p12
；次级侧集合电感线圈l
sf
和接收线圈ls间的互感为第二同侧内部互感m
ssf
。
24.进一步的，将第二同侧内部互感m
ssf
等效为t型网络，与次级侧lcc拓扑补偿网络集
成在一起，通过下列公式进行解耦：
[0025][0026]
l
sfe
＝l
sf
+m
ssf
[0027][0028]
第一同侧内部互感m
p12
的去耦公式表示为：
[0029][0030]
其中，l
se
表示接收线圈ls和串联补偿电容cs的等效值，ω表示系统谐振角频率，l
sfe
表示次级侧集成电感线圈l
sf
和第二同侧内部互感m
ssf
的叠加等效，c
sfe
表示次级侧并联补偿电容c
sf
和第二同侧内部互感m
ssf
的叠加等效，l
p
表示发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
和初级侧串联补偿电容c
p
的叠加等效。
[0031]
进一步的，采用基本谐波近似方法获得ipt系统的电路拓扑包的等效电路，通过基尔霍夫定律得到：
[0032][0033]
谐振关系表示为：
[0034]
ω2l
pfcpf
＝ω2l
pcpf
＝ω2l
secsfe
＝ω2l
sfecsfe
＝1
[0035]
其中，表示逆变输出电流，表示通过发射线圈的电流，表示通过接收线圈的电流，表示输出电流，表示逆变输出电压，re表示整流器和负载共同等效的负载。
[0036]
进一步的，通过谐振关系式简化基尔霍夫定律公式，得到：
[0037][0038]
根据简化后的公式推导得到：
[0039][0040][0041][0042][0043][0044][0045]
其中，表示逆变输出电压，表示逆变输出电压的模，表示发射线圈电流的模，表示输出电流的模，p
out
表示输出功率，k1表示由系统参数定义的系数，z
in
表示从输入端系统总等效阻抗。
[0046]
本发明的有益效果：
[0047]
本发明提出的高度集成磁耦合器中，三个集成线圈(集成反向线圈、初级侧集成电感线圈、次级侧集成电感线圈)与主线圈(发射线圈、接收线圈)共用磁芯和层内空间，大大提高了耦合器的紧凑性。
[0048]
本发明提出的具有高度集成磁耦合器的ipt系统集成方法中，首先，通过在发射端设置集成反向线圈改变耦合变化特性，用于获得等效互感差来代替原来的单个耦合。其次，在接收端设置次级侧集成电感线圈，并且次级侧集成电感线圈引入了一个设计变量，以获得所需的逆变器输出相位角，以确保zvs条件。最后，在发射端设置初级侧集成电感线圈，使得初级侧集成电感线圈在偏移状态和对准状态下可以与其他线圈去耦，使全磁集成更加具有可行性。
附图说明
[0049]
图1为本发明的高度集成磁耦合器的立体结构示意图；
[0050]
图2为本发明的基于高度集成磁耦合器的ipt系统的电路拓扑图；
[0051]
图3为本发明的次级侧lcc拓扑补偿网络的同侧内部互感去耦的等效电路图；
[0052]
图4为本发明的基于高度集成磁耦合器的ipt系统的等效电路图；
[0053]
图5为本发明的高度集成磁耦合器设计流程图；
[0054]
图6为本发明的高度集成磁耦合器的平面结构示意图；
[0055]
图7为本发明的互感m
p1s
从完全对准到180mm(40％)偏移的变化曲线；
[0056]
图8为本发明的高度集成磁耦合器的线圈结构定义图；
[0057]
图9为本发明的磁通密度分析示意图；
[0058]
图10为本发明的角度定义示意图；
[0059]
图11为本发明的偏移下等效互感差m
ps
的变化曲线；
[0060]
图12为本发明的受匝数n
w5
和长度l5影响的次级侧电感线圈参数；
[0061]
图13为本发明的偏移时m
psf
、m
ps
和ε的变化图；
[0062]
图14为本发明的初级侧集成电感线圈设计图；
[0063]
图15为本发明的偏移情况下的系统输出功率和效率；
[0064]
其中，1-接收线圈，2-发射线圈，3-第二屏蔽板，4-初级侧集成电感线圈，5-集成反向线圈，6-次级侧集成电感线圈，7-第二磁芯板，8-第一磁芯板，9-第一屏蔽板。
具体实施方式
[0065]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0066]
本发明提出了一种具有高度集成磁耦合器的ipt系统及ipt系统集成方法，其中具有高度集成磁耦合器的ipt系统包括逆变器、高度集成磁耦合器、整流器和负载。
[0067]
在一实施例中，本发明提出的高度集成磁耦合器结构如图1所示，包括发射端和接收端；所述发射端包括发射线圈2、集成反向线圈5、初级侧集成电感线圈4、第一磁芯板8和第一屏蔽板9；第一磁芯板8放置于第一屏蔽板9上，发射线圈2设置在第一磁芯板8上，集成反向线圈5设置于发射线圈2内部，且集成反向线圈5和发射线圈2为中心对称结构；
[0068]
所述接收端包括接收线圈1、次级侧集成电感线圈6、第二磁芯板7和第二屏蔽板3；第二磁芯板7放置于第二屏蔽板3上，接收线圈1设置在第二磁芯板7上，次级侧集成电感线圈6设置于接收线圈1内部。
[0069]
其中，第一磁芯板与第二磁芯板都用于增强耦合，第一屏蔽板和第二屏蔽板都是为了减少电磁泄露。本发明提出的高度集成磁耦合器旨在提高x方向和y方向的抗偏移性能，实现lcc补偿ipt系统的完全集成。
[0070]
在一实施例中，基于高度集成磁耦合器的ipt系统的电路拓扑如图2所示，u
dc
是直流电源的电压，电压馈电逆变器由mosfet s1-s4组成，co为滤波电容，r
l
是等效负载，整流器由二极管d1-d4组成，i
in
为逆变器电流矢量，i
p
为发射线圈电流矢量，is为接收线圈电流矢量，i
out
为输出电流矢量；系统的工作频率为f，角频率为ω＝2πf。
[0071]
由图2所示，高度集成磁耦合器的电路拓扑包括初级侧lcc拓扑补偿网络和次级侧lcc拓扑补偿网络；所述初级侧lcc拓扑补偿网络包括发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
、初级侧集成电感线圈l
pf
、电容c
p
和电容c
pf
；所述次级侧lcc拓扑补偿网络包括接收线圈ls、次级侧集成电感线圈l
sf
、电容cs和电容c
sf
；
[0072]
所述初级侧集成电感线圈l
pf
、电容c
p
、发射线圈l
p1
和集成反向线圈l
p2
依次串联，电容c
p
、发射线圈l
p1
和集成反向线圈l
p2
组成的电路与电容c
pf
并联；其中发射线圈l
p1
和集成反向线圈l
p2
为反向串联；所述次级侧集合电感线圈l
sf
、电容cs和接收线圈ls依次串联，电容cs
和接收线圈ls组成的电路与电容c
sf
并联；
[0073]
发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
与接收线圈ls间的互感差为第一互感m
ps
；发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
与次级侧集合电感线圈l
sf
间的互感差为第二互感m
psf
；发射线圈l
p1
和集成反向线圈l
p2
间的互感为第一同侧内部互感m
p12
；次级侧集合电感线圈l
sf
和接收线圈ls间的互感为第二同侧内部互感m
ssf
。
[0074]
在本实施例中，为了更简洁和简化计算过程，第一互感、第二互感定义为：
[0075]mps
＝m
p1s-m
p2s
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0076]mpsf
＝m
p1sf-m
p2sf
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0077]
其中，m
p1s
为发射线圈l
p1
和接收线圈ls间的互感，m
p2s
为集成反向线圈l
p2
和接收线圈ls间的互感，m
p1sf
为发射线圈l
p1
和次级侧集成电感线圈l
sf
间的互感，m
p2sf
为集成反向线圈l
p2
和次级侧集成电感线圈l
sf
间的互感。
[0078]
具体地，第二同侧内部互感m
ssf
可以等效为t型网络，如图3所示，m
ssf
作为次级侧lcc拓扑补偿网络的一部分集成在一起，通过下面(3)-(5)的式子解耦：
[0079][0080]
l
sfe
＝l
sf
+m
ssf
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0081][0082]
其中，l
se
表示接收线圈ls和串联补偿电容cs的等效值，l
sfe
表示次级侧集成电感l
sf
和互感m
ssf
的叠加等效，c
sfe
表示次级侧并联补偿电容c
sf
和互感m
ssf
的叠加等效。
[0083]
另外，同样是同侧内部互感的m
p12
可以通过以下公式(6)去耦：
[0084][0085]
其中，l
p
表示初级侧发射线圈l
p1
、初级侧反向线圈l
p2
和初级侧串联补偿电容c
p
的叠加等效。
[0086]
在一实施例中，基于基本谐波近似(fha)方法获得ipt系统的电路拓扑的等效电路，如图4所示，方波电压近似为正弦源u1，整流器和电阻负载一起等效为re＝8r
l
/π2。电路中的耦合由相关源表示。在本实施例中重点分析所提方法的理论可行性，忽略元件的功率损耗。
[0087]
基于等效电路，根据基尔霍夫定律得到：
[0088]
[0089]
同时，谐振关系表示为：
[0090]
ω2l
pfcpf
＝ω2l
pcpf
＝ω2l
secsfe
＝ω2l
sfecsfe
＝1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0091]
其中，表示逆变输出电流，表示通过发射线圈的电流，表示通过接收线圈的电流，表示输出电流，表示逆变输出电压，re表示整流器和负载共同等效的负载。
[0092]
通过谐振关系式简化基尔霍夫定律公式，得到：
[0093][0094]
根据简化后的公式推导得到：
[0095][0096][0097][0098][0099][0100][0101]
其中，表示逆变输出电压，表示逆变输出电压的模，表示发射线圈电流的模，表示输出电流的模，p
out
表示输出功率，k1表示由系统参数定义的系数，z
in
表示从输入端系统总等效阻抗。
[0102]
根据推导出的电流相关公式(10)、(11)可知，i
p
和i
out
与负载无关，因此系统具有恒流输出特性。由公式(12)、(13)可知，k1由设计的系统参数决定，在偏移的情况下不会改变，因此系统的抗偏移性能取决于m
ps2
。(12)式的数学推导结果与单耦合能量传输模式兼容，电能传输的本质没有改变。对于通常的单耦合ipt系统，通过耦合机构的设计来提高抗偏移的能力是有限的。相比之下，互感差m
ps
有望在偏移的情况下实现稳定的输出功率。本文对集成反向线圈进行了详细设计，以优化m
ps
的稳定性。
[0103]
具体地，根据(14)计算的逆变器电流和(15)计算的ipt系统输入阻抗，可以看出m
psf
不影响输出功率，但会影响系统总输入阻抗的虚部。本实施例中将逆变器电压和逆变器电流之间的相位角定义为α，其正负值分别表示感性和容性，且绝对值表示系统偏离谐振点的程度；定义m
psf
与m
ps
的比值为ε，则α的正切值表示为：
[0104][0105]
根据(16)，通过m
psf
可以量化ipt系统的谐振状态。在通常的参数配置下，谐振状态可以通过磁耦合器的设计来限制。ε可设计为较小的值，以保证正常的输出功率和zvs工作状态。
[0106]
在一实施例中，基于上述理论，提出一种基于高度集成磁耦合器的ipt系统抗偏移参数优化方法，首先构建了最初的磁耦合机构作为设计背景，然后设置集成反向线圈确定可变m
ps
以提高错位容限；再设置次级侧集成电感线圈决定配置zvs条件的ε；最后设置初级侧集成电感线圈实现去耦。在本实施例中，采用maxwell建模的高度集成磁耦合器结构如图6所示，描述高度集成磁耦合器尺寸的参数定义在表1中：
[0107]
表1高度集成磁耦合器的参数
[0108][0109]
在一实施例中，以适用于3kw功率级别的ipt系统的典型示例来讲解该参数优化设计方法，具体过程如图5所示，包括：
[0110]
s1.根据ipt系统的工作频率、输入电压和输出功率构建初始磁耦合器；初始磁耦合器包括发射端和接收端；发射端设有发射线圈l
p1
，接收端设有接收线圈ls；发射线圈l
p1
和接收线圈ls的匝数与尺寸是预先设置的，定义发射线圈l
p1
和接收线圈ls间的互感为m
p1s
；
[0111]
具体地，发射线圈l
p1
的尺寸为450mm
×
450mm
×
5mm，其匝数n
w1
为10；接收线圈ls的尺寸为300mm
×
300mm
×
5mm，其匝数n
w4
为12，磁芯板为铁氧体板，用于增强磁场，屏蔽板为铝屏蔽板，用于电磁屏蔽，发射端与接收端间的传输距离d＝150mm。
[0112]
图7显示了互感m
p1s
从对准到180mm(40％)偏移的变化曲线。从对齐良好的情况到40％的偏移情况，互感下降了近40％。对于具有单一互感进行功率传输的ipt系统，很难通过磁耦合机构的参数设计从本质上改善抗偏移性能。因此，本发明在初级侧增加了集成的反向线圈，以改变功率传输的耦合，从而改善抗偏移性能。
[0113]
s2.在初始磁耦合器的发射端设置集成反向线圈l
p2
，并根据ipt系统的输出功率确定集成反向线圈l
p2
的匝数；定义发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
与接收线圈ls间的互感差为
第一互感m
ps
；
[0114]
s3.通过maxwell进行有限元分析，遍历集成反向线圈l
p2
的尺寸，判断第一互感m
ps
是否稳定在40％的对准偏差内，若是，则进入步骤s4，否则继续遍历；
[0115]
集成反向线圈是为了提高发射线圈和接收线圈之间的耦合性能。因此，预计集成反向线圈和接收线圈间的耦合特性与发射线圈和接收线圈之间的耦合特性大致相同。这样，两个耦合机构叠加得到的等效互感在偏移情况下可以保持足够稳定。发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
与接收线圈ls间的互感差m
ps
的变化决定了ipt系统的抗偏移性能。当主线圈固定时，集成反向线圈的位置、尺寸和匝数起着至关重要的作用。因此，要获得更稳定的m
ps
，集成反向线圈需要精心设计。
[0116]
具体地，如图8所示，集成反向线圈设计在发射线圈内部，它们是中心对称的，如图8(a)所示。线圈中具有多匝的每一侧等效为其中心位置以便分析。相应的参数在图8(b)中标记，发射线圈的四个边是l
ai
(i＝1,2,3,4)；集成反向线圈的四个边是l
bj
(j＝1,2,3,4)；接收线圈的四个边是l
cv
(v＝1,2,3,4)。线圈的端点被标记以供定义。其中，a1、b1、c1、d1为发射线圈的四个端点；a2、b2、c2和d2是集成反向线圈的四个端点；f、g、h和j是接收线圈的四个端点。考虑到l
c1
和l
a1
是平行的，从l
c1
上的任意一点到l
a1
的垂直距离相等，定义为r。
[0117]
磁通密度分析如图9所示，l
a1
在f点产生的磁场强度为：
[0118][0119]
其中，i表示发射线圈和集成反向线圈的电流值，表示方向向量，l1表示发射线圈边长的长度，θ1为图9(a)中标注的角度。
[0120]
q1是f到a(代指a1、a2)的距离。q2是lc2和q1的长度的叠加。在图9(a)中，l
c1
上的磁通密度平均值通过积分计算为：
[0121][0122]
其中，θ2为图9(a)中标注的角度。
[0123]
l
a1
在接收线圈ls处产生的磁通量为：
[0124][0125]
l
a1
和ls之间的互感为：
[0126][0127]
类似地，为了获得另一侧与接收线圈之间的互感，相关角度定义在图10中，同理可得：
[0128][0129][0130][0131][0132][0133]
其中，μ0表示真空的磁导率，θ5、θ6、θ9、θ
10
、θ
15
、θ
16
、θ
11
、θ
12
、θ
13
和θ
14
的角度信息如图10所示。
[0134]
因此进行定性分析，接收线圈与发射线圈之间的互感m1，以及它与集成反向线圈之间的互感m2可以表示为
[0135][0136]
为了更直观地表达等效互感的特性，将对应的互感组合起来：
[0137][0138]
每一项都包括发射线圈和集成反向线圈产生的互感，其方向相反。此外，根据(20)、(21)和图8，可以得到以下关系式：
[0139][0140]
根据(23)和(24)，集成反向线圈有效地将原来的单个互感转换为等效互感差，从而提高了抗偏移性能。此外，基于(20)和(21)中综合考虑的偏移下互感表达式的定性分析，揭示了两个特征，可以进一步指导集成反向线圈的设计。首先，集成反向线圈的匝数对偏移下的等效互感有负增益影响，影响较大。其次，由于(24)中边长比和角度差的变化，集成反向线圈的等效边长对未对准期间的等效互感有轻微的正增益影响。因此，匝数和尺寸可以作为粗细参数。具体而言，对于匝数参数，集成反向线圈的匝数越大，等效互感差越稳定，但互感抵消的越多。对于尺寸参数，集成反向线圈的尺寸越大，等效互感值越稳定，但消除的互感越多。对于不同的圈数，存在对应于最佳抗偏移性能的尺寸最优值。最终优化的等效互感值随匝数的选择而变化。在现有的反向线圈研究中，在设计匝数后，得到了相应的唯一尺寸最优值。这需要在最佳性能和功率传输能力之间进行折衷。但是，如果增加集成反向线圈的层数，则可以在固定匝数的情况下增加等效尺寸，在实现性能提升的同时提高功率传输能力。
[0141]
在本实施例的3kw功率级原型中，集成反向线圈的匝数设计为12。为了在未对准期间实现稳定的m
ps
，边长l2进行了优化。在图11(a)中，随着l2的增加，与完全对齐的情况相比，偏移情况下的互感差增加更明显。当l2＝200mm和l2＝220mm时，偏移下的互感差甚至超过了完全对准的情况。当l2＝180mm时，互感差从良好对准到40％未对准保持稳定，使用这种互感差进行功率传输的ipt系统具有出色的抗偏移性能。图11(b)进一步显示了当l2＝180mm时m
p1s
和m
p2s
的耦合特性。因此，集成反向线圈的尺寸设计为180mm
×
180mm
×
5mm。
[0142]
s4.在初始磁耦合器的接收端设置次级侧集成电感线圈l
sf
，定义发射线圈l
p1
、集成反向线圈l
p2
与次级侧集合电感线圈l
sf
间的互感差为第二互感m
psf
；
[0143]
s5.将第二互感m
psf
与第一互感m
ps
的比值定义为ε；遍历次级侧集成电感线圈l
sf
的匝数和尺寸，判断是否满足ε≤ξ，ξ为期望感性指标；若是，则进入步骤s5，否则继续遍历；
[0144]
在设计集成反向线圈后，由于稳定的互感差，抗偏移性能得到了改善。次级侧的集成电感线圈可以进一步设计以优化zvs工作条件。在常用的50％占空比控制策略下，zvs工作状态与逆变器输出电压和电流的相位角α密切相关。根据图3，ipt系统次级侧lcc拓扑补偿网络中的等效电感为l
sfe
，它是l
sf
和m
ssf
的叠加。因此，次级侧集成电感线圈的关键设计在于l
sf
和m
ssf
的要求。以n
w5
和l5为变量，通过遍历法得到l
sf
和m
ssf
的温度等值线图，如图12所示。结果表明，相同参数下，内部互感m
ssf
接近自感l
sf
配置。在实现更小的自感l
sf
的同时，可以获得所需的等效自感l
sfe
。根据(16)，次级侧集成电感线圈的尺寸预计足够小。在3kw功率级样机中，次级侧集成电感线圈的尺寸设计为140mm
×
140mm
×
5mm。匝数n
w4
设计为4。
[0145]
在设计的次级侧集成电感线圈下，m
psf
、m
ps
及其比值ε在错位时的变化如图13所示。
结果表明，ε保持在0以上的最小值和0.1以内的最大值。既能保证zvs工作状态，又能使关断电流不会太大。
[0146]
s6.在初始磁耦合器的发射端设置初级侧集成电感线圈l
pf
，根据初始磁耦合器的发射端的输出功率遍历初级侧集成电感线圈l
pf
的匝数和尺寸，得到最终优化的高度集成磁耦合器。
[0147]
具体地，根据发射端输出的总功率等级(包括电压和电流)，确定需要的原边(初级侧)电路阻抗，从而确定需要的集成线圈电感值，通过仿真软件遍历初级侧集成电感线圈l
pf
的匝数和尺寸使自感值接近于所需要的值。
[0148]
着眼于提高耦合器的紧凑性，初级侧lcc拓扑补偿网络中的电感器通过一个耦合线圈来实现，而不影响系统特性。考虑到对x方向和y方向偏移的适应性，将初级侧集成电感线圈设计为特殊的双极线圈，如图14(a)所示。与通常的双极结构不同，本文提出的双极线圈有八个电流回路。其中，相邻的两个电流回路极性相反。发射线圈和集成反向线圈是单极的。由于中心对称，初级侧集成电感线圈自然与它们解耦。
[0149]
初级侧集成电感的设计由l3、l4和n
w3
决定。不同n
w3
和l3l对应的初级侧集成电感，在选择l4＝60mm的情况下，通过遍历的方法得到，如图14所示。初级侧集成电感的尺寸可以根据需要的电感值设计在3kw功率级ipt系统中。n
w3
设计为3，l3设计为200mm。
[0150]
在一实施例中，采用上述以适用于3kw功率级别的ipt系统得到的高度集成磁耦合器进行实验。在输入端，直流电源和大功率逆变器用于为谐振电路提供300v交流激励。逆变器采用内阻为20mω的cree碳化硅mosfet(c2m0025120d)，降低功率损耗，提高输出稳定性。mosfet的pwm控制信号由控制芯片dsp28335产生。输出为85khz的固定频率。在输出端，cree c3d20060d二极管用于整流器，为ea-cps-8080电子负载提供直流电流。输出电阻设置为30ω。线圈由1000股awg 38利兹线制成。磁性材料pc95用于构建铁氧体板。耦合机构的测量参数和计算的谐振参数如表2所示：
[0151]
表2高度集成磁耦合器的测量参数
[0152]
[0153][0154]
根据实验结果揭示了两点。首先，该系统在良好对齐和不同的错位距离下有效地工作。其次，逆变器保持在理想的微感负载状态下工作，次级侧集成线圈有效优化了zvs条件。
[0155]
图15给出了ipt系统在rl＝30ω时针对偏移的输出功率和dc-dc整体系统效率。在18cm的偏移范围内，输出功率范围为2.9kw至3.1kw。平均输出功率为3kw。在错位18cm的工况下，输出功率降低到2.9kw，是对位好的值(3.1kw)的97％。在相同情况下，ipt系统的整体效率仍能保持在93％以上。结果验证了所提出的方法具有良好的抗偏移性能。
[0156]
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。