一种开关变换器的控制方法与流程

本发明涉及开关电源领域，具体的说是一种开关变换器的控制方法。

背景技术：

1、在开关电源变换器工作时，后级常带有较大的输出电容或容性负载，前者是为了给输出电流滤波，后者是为了增大开关电源系统的带负载能力，该结构往往会使得输出电压在建立过程中容易出现过冲，或使启机过程中电流过大损坏开关管等，目前常见解决措施是逐渐增大开关管驱动信号在启机时的占空比，使得输出电压的建立经过较长时间从低电压缓慢上升到额定输出电压，实现软启动。

2、对于不对称半桥反激变换器(ahbf)系统而言，采用常规高频软启方案时，当输出电压尚未建立时，去磁电流下降速率较慢，使主功率管未能实现零电压开关(zvs)，且副边整流二极管未能实现zcs，存在反向恢复过程，在主功率管开通的瞬间产生较大的dv/dt，该电流会在寄生电感和辅功率管的寄生电容coss上产生谐振使得桥臂中点电压增高，造成主开关管下管q2电压应力变大，又再经变压器耦合到副边，使副边整流管应力尖峰增大。

3、综上分析，不对称半桥反激变换器系统在常规软启方案下，易出现电流尖峰，以及原边电压电流应力大、副边电压应力大的问题，其根源在于软启电平是否能平滑切换、主功率管开通时副边整流管是否能实现零电流开关(zcs)，以及主功率管是否能实现zvs。

4、为改善上述启机应力问题，现有技术人员提出采用“变栅驱动”方案，以减小主功率管的导通速度，从而减小其开通时的dv/dt和di/dt。但不同类型mos管或mos管处于不同温度时，其开启电压有差别，且造成控制复杂，该方案使主功率mos管有一段时间处于可变电阻区，频繁起机等过程会导致主功率管有过温风险。在专利号为cn202210308825的发明专利《升压型直流转换器起动控制方法、装置及开关电源》提出了分段启机控制策略，其先经过一个预充电过程，随后进入输出电压补齐阶段，该阶段保持辅功率管关断，而上功率管栅极电压逐渐升高，在第三阶段中交替开关主功率管和下管，且主功率上管占空比由小到大，直至输出电压达到预设值。该方案可以一定程度降低电感电流，避免电流过冲，但仍无法解决启机过程中开关器件的电压应力问题。

技术实现思路

1、本发明所要解决的技术问题是：提供一种开关变换器的控制方法，以解决现有不对称半桥反激变换器系统在上电启机时，存在易出现电流尖峰，以及原边电压电流应力大、副边电压应力大的问题。

2、解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：

3、一种开关变换器的控制方法，所述开关变换器采用包含主功率管、辅功率管、谐振电容、单向二极管、钳位开关管、变压器和副边整流管的钳位不对称半桥反激拓扑；

4、具体的：所述主功率管的漏极连接开关变换器的输入电压，主功率管的源极与辅功率管的漏极连接且它们的连接点通过谐振电容连接变压器的原边绕组同名端，单向二极管和钳位开关管组成单向钳位网络，单向二极管的阳极连接变压器的原边绕组同名端，单向二极管的阴极连接钳位开关管漏极，辅功率管的源极、钳位开关管的源极和变压器的原边绕组异名端均连接原边地端；变压器的副边绕组异名端连接副边整流管的阳极，变压器的副边绕组同名端连接副边地端；副边整流管的阴极和变压器的副边绕组同名端分别作为开关变换器的输出端正极和输出端负极；其中，输入电压的输入端和原边地端之间还可串接输入电容，开关变换器的输出端正极和输出端负极之间还可串接输出电容；副边整流管可以是二极管，也可以是mos管。

5、所述钳位不对称半桥反激拓扑受脉冲宽度调制信号控制工作，包括：主管驱动信号、辅管驱动信号和钳位管驱动信号，分别输入所述主功率管的栅极、辅功率管的栅极和钳位开关管的栅极。

6、其特征在于：

7、所述开关变换器还设置有自举电容和充电电路，所述自举电容连接在主功率管的栅极和源极之间；

8、所述控制方法依次包括：

9、步骤s1、在所述开关变换器上电时，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入自举电容预充电阶段，即：控制所述主功率管关断、辅功率管导通、钳位开关管关断，以为自举电容充电提供回路，并控制所述充电电路对自举电容进行充电；

10、步骤s2、在所述自举电容的电压达到能够使所述主功率管导通的充电电压时，间隔第一固定死区时间后，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入窄脉冲模式低频启动阶段；

11、步骤s3、在伏秒平衡频率fvs高于最低时钟频率fsmin时，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段；

12、步骤s4、在所述开关变换器的输出电压vo升高至预设的设定参考电压vx时，待所述窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段的当前周期结束，并间隔第一固定死区时间后，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入互补模式伏秒平衡升频阶段；其中，所述设定参考电压vx的大小，根据对开关变换器的工作频率升高速度要求设置，要求工作频率升高速度越快，则设定参考电压vx的设置值越小。

13、步骤s5、在环路反馈电压vfb降低至第二软启电压vcomp2时，步骤s1至步骤s4的启机过程结束，控制所述钳位不对称半桥反激拓扑进入稳定工作状态，也即由环路反馈电压vfb接管控制开关变换器工作；其中，所述环路反馈电压vfb为由比较器和误差放大器组成的环路补偿器所输出的电压，所述比较器的两路输入分别为开关变换器的输出电压vo和预设的参考电压vref，所述误差放大器的输入端连接比较器的输出端；所述第二软启电压vcomp2为k2倍的稳态峰值电流按预设比例转换得到的电压值。

14、其中，参见图3a，步骤s2所述窄脉冲模式低频启动阶段中，所述钳位不对称半桥反激拓扑以固定的最低时钟频率fsmin，按低频阶段第一时段至低频阶段第六时段的顺序周期性工作：

15、在低频阶段第一时段(即图3a的t0a时刻至t1a时刻)，控制所述主功率管关断，辅功率管导通，钳位开关管在首个低频阶段第一时段关断；并且，低频阶段第一时段的时长为1/2的谐振周期，以保证副边整流管恰好实现零电流开关(zcs)，所述谐振周期为所述谐振电容和变压器的漏感所组成谐振回路的谐振周期；

16、在低频阶段第二时段(即图3a的t1a时刻至t2a时刻)，控制所述主功率管、辅功率管和钳位开关管均关断；并且，低频阶段第二时段的时长为预设的第一固定死区时间，该第一固定死区时间为根据开关变换器系统参数进行预设的固定值；

17、在低频阶段第三时段(即图3a的t2a时刻至t3a时刻)，控制所述主功率管导通，辅功率管和钳位开关管均关断；并且，低频阶段第三时段在所述变压器的励磁电流达到k1倍的稳态峰值电流时结束(即图3a的t3a时刻)，k1为预设的过流倍数，过流倍数k1可根据对开关变换器的不同启机时间要求进行调整，所述稳态峰值电流为：在所述开关变换器处于标称输入电压和额定输出负载下的稳定工作状态时，所述变压器的励磁电流的峰值；其中，在开关变换器的具体实现方式中，一般将k1倍的稳态峰值电流按预设比例转换得到相应的电压值作为第一软启电压vcomp1，并将励磁电流将相同的预设比例转换成电压值与第一软启电压vcomp1进行比较，以判断低频阶段第三时段的结束时刻。

18、在低频阶段第四时段(即图3a的t3a时刻至t4a时刻)，控制所述主功率管、辅功率管和钳位开关管均关断；并且，低频阶段第四时段的时长为预设的第二固定死区时间，该第二固定死区时间为根据开关变换器系统参数进行预设的固定值；

19、在低频阶段第五时段(即图3a的t4a时刻至t5a时刻)，控制所述辅功率管和钳位开关管均导通，主功率管关断；并且，低频阶段第五时段的时长为3/4的所述谐振周期，则在辅功率管导通后的一个谐振周期内，谐振电容与变压器的原边绕组共同向变压器的副边绕组传能，该谐振周期结束后，变压器的原边绕组单独向变压器的副边绕组传能；

20、在低频阶段第六时段(即图3a的t5a时刻至t7a时刻)，控制所述主功率管和辅功率管均关断，并控制所述钳位开关管保持导通至下一周期的低频阶段第一时段的结束时刻(即图3a的t8a时刻)，以在变压器的励磁电流在t6a时刻至t7a时刻过零时通过钳位开关管将去磁电流钳位在零附近，减小电流震荡；并且，低频阶段第六时段的时长由所述最低时钟频率fsmin决定，计算公式如下：

21、

22、式中，n表示所述变压器的匝比，vd表示所述副边整流管的管压降，ipeak表示所述变压器的励磁电流的峰值，lm表示所述变压器的励磁电感值。

23、其中，参见图3b，步骤s3所述窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段中，所述钳位不对称半桥反激拓扑以动态变化的伏秒平衡频率fvs，按升频阶段第一时段至升频阶段第六时段的顺序周期性工作：

24、在升频阶段第一时段(即图3b的t0b时刻至t1b时刻)，控制所述主功率管关断，辅功率管导通，钳位开关管在首个升频阶段第一时段关断；并且，升频阶段第一时段的时长为延迟时间且由于在开关变换器的启机阶段，输出电压vo建立较慢，因而计算得到的td较大，为避免在辅功率管导通时励磁电感、漏感lr与谐振电容cr发生谐振而不利于负向电流产生，因此，延迟时间td的最大值限制在1/2的所述谐振周期；式中，lm表示所述变压器的励磁电感值，n表示所述变压器的匝比，vo表示所述开关变换器的输出电压，inset表示主功率管实现零电压开关(zvs)所需的负向电流大小，inset与开关变换器的输入电压成正比；

25、在升频阶段第二时段(即图3b的t1b时刻至t2b时刻)，控制所述主功率管、辅功率管和钳位开关管均关断；并且，升频阶段第二时段的时长为所述第一固定死区时间；

26、在升频阶段第三时段(即图3b的t2b时刻至t3b时刻)，控制所述主功率管导通，辅功率管和钳位开关管均关断；并且，升频阶段第三时段在所述变压器的励磁电流达到k1倍的稳态峰值电流时结束(即图3b的t3b时刻)，k1为预设的过流倍数，过流倍数k1可根据对开关变换器的不同启机时间要求进行调整，所述稳态峰值电流为：所述开关变换器在标称输入电压和额定输出负载下稳定工作状态时，所述变压器的励磁电流的峰值；其中，在开关变换器的具体实现方式中，一般将k1倍的稳态峰值电流按预设比例转换得到相应的电压值作为第一软启电压vcomp1，并将励磁电流将相同的预设比例转换成电压值与第一软启电压vcomp1进行比较，以判断升频阶段第三时段的结束时刻。

27、在升频阶段第四时段(即图3b的t3b时刻至t4b时刻)，控制所述主功率管、辅功率管和钳位开关管均关断；并且，升频阶段第四时段的时长为所述第二固定死区时间；

28、在升频阶段第五时段(即图3b的t4b时刻至t5b时刻)，控制所述辅功率管和钳位开关管均导通，主功率管关断；并且，升频阶段第五时段的时长为3/4的所述谐振周期；

29、在升频阶段第六时段(即图3b的t5b时刻至t6b时刻)，控制所述主功率管和辅功率管均关断，并控制所述钳位开关管保持导通至下一周期的升频阶段第一时段的结束时刻(即图3b的t7b时刻)，以在变压器的励磁电流过零时通过钳位开关管将去磁电流钳位在零附近，减小电流震荡；并且，升频阶段第六时段在去磁电流过零时刻结束(即图3b的t6b时刻)，使得所述钳位不对称半桥反激拓扑以所述伏秒平衡频率fvs工作，以随着输出电压vo的建立，去磁电流过零时刻被提前，从而实现升频；其中，所述去磁电流过零时刻为所述变压器的励磁电流下降至零的时刻，所述伏秒平衡频率fvs即相邻两个去磁电流过零时刻之间的时间间隔的倒数(例如图3b的t0b时刻至t6b时刻)。

30、其中，所述步骤s3中，依据伏秒平衡理论计算得到所述去磁电流过零时刻。

31、伏秒平衡理论是指励磁绕组在一个周期内的激磁伏秒积等于去磁伏秒积，即为得到励磁电流去磁过零点，将激磁起点设置在激励电流正向过零点，则通过伏秒平衡理论可计算得到去磁电流过零点。也即：采样励磁电流，得到激磁电流过零信号，作为伏秒平衡计算的起点，并采样励磁绕组电压计算伏秒积，由此依据伏秒平衡，计算得到去磁电流过零时刻。

32、其中，参见图3c，步骤s4所述互补模式伏秒平衡升频阶段中，所述钳位不对称半桥反激拓扑以动态变化的伏秒平衡频率fvs，按互补阶段第一时段至互补阶段第四时段的顺序周期性工作：

33、在互补阶段第一时段(即图3c的t0c时刻至t1c时刻)，控制所述主功率管和辅功率管均关断；并且，互补阶段第一时段的时长为所述第一固定死区时间；

34、在互补阶段第二时段(即图3c的t1c时刻至t2c时刻)，控制所述主功率管导通，辅功率管关断；并且，互补阶段第二时段在所述变压器的励磁电流达到k2倍的所述稳态峰值电流时结束(即图3c的t2c时刻)，k2为预设的过流倍数，且k2＜k1；其中，在开关变换器的具体实现方式中，一般将k2倍的稳态峰值电流按预设比例转换得到相应的电压值作为第二软启电压vcomp2，并将励磁电流将相同的预设比例转换成电压值与第二软启电压vcomp2进行比较，以判断互补阶段第二时段的结束时刻。

35、在互补阶段第三时段(即图3c的t2c时刻至t3c时刻)，控制所述主功率管和辅功率管均关断；并且，互补阶段第三时段的时长为所述第二固定死区时间；

36、在互补阶段第四时段(即图3c的t3c时刻至t5c时刻)，控制所述主功率管关断，辅功率管导通；并且，互补阶段第四时段

37、在所述去磁电流过零时刻(即图3c的t4c时刻)延后所述延迟时间后结束(即图3c的t5c时刻)，且td的最大值限制在1/2的所述谐振周期；并且，所述钳位开关管在互补模式伏秒平衡升频阶段保持关断。

38、优选的：所述过流倍数k1和过流倍数k2的取值分别为1.4和1.2。

39、从而，本发明通过在钳位不对称半桥反激拓扑进入稳定工作状态前，依次进入自举电容预充电阶段、窄脉冲模式低频启动阶段、窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段、互补模式伏秒平衡升频阶段的启机过程；

40、一方面，能够实现主功率管和副边整流管分别在启机过程中的全程零电压开关(zvs)和零电流开关(zcs)，极大改善了现有钳位不对称半桥反激拓扑在上电启机时所存在的原边电压电流应力大、副边电压应力大的问题；

41、另一方面，由于该启机过程中采用了适应于不同模式的软启电压，即在窄脉冲模式低频启动阶段和窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段采用k1倍的稳态峰值电流作为第一软启电压vcomp1，在互补模式伏秒平衡升频阶段采用k2倍的稳态峰值电流作为第二软启电压vcomp2，能够有效提升开关变换器的启机速度，并且，利用环路反馈电压vfb与第一软启电压vcomp1、第二软启电压vcomp2的竞争机制，确保从软启电压到环路反馈电压对开关变换器工作进行控制的平滑切换，减小因切换而造成主功率管和副边整流管的电流应力尖峰；

42、因此，本发明能够提高采用钳位不对称半桥反激拓扑的开关变换器的安全性和可靠性。

43、其中，上述环路反馈电压vfb与第一软启电压vcomp1、第二软启电压vcomp2的竞争机制，具体为：在启机过程中环路反馈电压vfb与第一软启电压vcomp1、第二软启电压vcomp2全程进行比较，由于启机初始时输出电压vo未建立，则环路反馈电压vfb一直保持在最高值，高于第一软启电压vcomp1、第二软启电压vcomp2，因而该阶段内第一软启电压vcomp1、第二软启电压vcomp2进入峰值电流闭环控制。直到输出电压vo建立，环路反馈电压vfb低于第一软启电压vcomp1、第二软启电压vcomp2，环路反馈电压vfb接管控制开关变换器工作，由此，通过“谁较低谁进入环路”的竞争机制实现软启电压和环路反馈电压的平滑切换。

44、优选的：所述充电电路的输出端连接充电二极管的阳极，所述充电二极管的阴极连接所述主功率管与自举电容的连接点；步骤s1所述自举电容预充电阶段中，所述充电电路通过输出持续时间为tpre＝(rpre+rdson)cpre且电压为所述充电电压的预充电脉冲，使所述自举电容充电至所述充电电压；式中，tpre表示预充电脉冲的持续时间，rpre表示所述充电电路中与充电二极管串联的限流电阻阻值，rdson表示所述辅功率管的导通阻抗，cpre表示所述自举电容的容值。

45、与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

46、本发明通过在钳位不对称半桥反激拓扑进入稳定工作状态前，依次进入自举电容预充电阶段、窄脉冲模式低频启动阶段、窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段、互补模式伏秒平衡升频阶段的启机过程；

47、一方面，能够实现主功率管和副边整流管分别在启机过程中的全程零电压开关(zvs)和零电流开关(zcs)，极大改善了现有钳位不对称半桥反激拓扑在上电启机时所存在的原边电压电流应力大、副边电压应力大的问题；

48、另一方面，由于该启机过程中采用了适应于不同模式的软启电压，即在窄脉冲模式低频启动阶段和窄脉冲模式伏秒平衡升频阶段采用k1倍的稳态峰值电流作为第一软启电压vcomp1，在互补模式伏秒平衡升频阶段采用k2倍的稳态峰值电流作为第二软启电压vcomp2，能够有效提升开关变换器的启机速度，并且，利用环路反馈电压vfb与第一软启电压vcomp1、第二软启电压vcomp2的竞争机制，确保从软启电压到环路反馈电压对开关变换器工作进行控制的平滑切换，减小因切换而造成主功率管和副边整流管的电流应力尖峰；

49、因此，本发明能够提高采用钳位不对称半桥反激拓扑的开关变换器的安全性和可靠性。