专利名称：电力变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及将交流电通过变压器变换为直流电的电力交换器，更具体地说，涉及适用于可以抑制由变压器的磁场失真(fielddistortion)产生的次级电流的增加的脉冲宽度调制型的电力变换器。
采用脉冲宽度调制(以下称为PWM)变换器的交流电力变换系统可得到较高效率和较小的谐波，且使电力变换成为可能，可供多种场合的应用。
在这种系统中，在电源和PWM变换器之间往往设置变压器以保持与电源电隔离和变换电压。
在PWM变换器中，有一种所谓磁场失真或畸变现象产生，其中有直流电压加到变压器的绕组上使铁芯中磁通偏到一极。磁场失真现象主要由于是电力线路中电阻的电压降、当负载突然改变例如电源电路闭合时产生的暂态因素、变压器装在电车上时电车导电弓离开电力线等引起的。如果磁场失真现象在变压器中产生，则变压器铁芯饱和，使次级电压和电抗大大减少，在交流电路中产生很大的低次谐波分量，且使变压器产生大的噪声。
在自激励电力变换器如PWM变换器中，输入电流随电源电压或交流电抗的变化而变化很大。因此，当次级电压和电抗由于变压器中的磁场失真而减少时，输入到变换器的电流变得如此之大以致运行不能继续下去。
下面日本专利中公开了有关解决这类问题的已有技术特开昭53-20525(1978)
特开昭62-123963(1987)特开昭59-13313(1984)上述日本专利特开昭53-20525(1978)中所公开的装置，根据变压器的初级电流和次级电流之间的差别来检测磁场失真，并按照磁场失真量调节流入变压器的第三个绕组中的电流。
然而，该装置不能解决自身笨重的这样一个基本问题。
按照日本专利特开昭62-123963(1987)所公开的装置，由电源电压或控制量的突然变化所产生的交流电流中的直流成份能在短时期中使其消失，以便抑制直流电压的变化和变压器中的磁场失真、改进功率因子(数)、减少谐波、使该装置具有先进功能、和实现高精度。该装置具有一矢量运算电路，它产生变换器输入电压的幅值和相位信号以便流经交流电抗器的电流相对于电源电压有一预定的相应;一直流分量检测电路，它检测流经交流电抗器的直流电流;和直流分量补偿电路，它根据直流分量检测电路的输出来控制矢量运算电路产生的幅值和相位信号，以使流经交流电抗器的直流变为零。然后，经矢量运算产生变换器输入电压的幅值和相位指令，且幅值指令或相位指令至少一个是根据流经交流电抗器的直流电流运行的。
日本专利特开昭59-13313(1984)所揭示的装置用于由反向器激励的变压器，或用于由变换器作负载的变压器。其中二次谐波分量从流入变压器初级绕组中的电流中获得，且与该信号相对应的直流输出可流入变压器的附加绕组中，以便抑制由于磁场失真产生的铁芯损耗、和抑制由开关元件的不规则的转换时间或不规则的正向压降产生的激励电流的增加。
然而这种方法也不能解决该装置自身笨重的基本问题。
上面日本专利特开昭62-123963(1987)所公开的已有技术能有效克服由变换器自身形成的直流电压分量或直流电流分量所产生的磁场失真，且能有效解决当直流电压暂时加到变压器的初级绕组时(如当电路闭合或断开时)所产生的磁场失真。
然而，上述已有技术当产生直流电流的负载装置存在于同一电源(变压器的初级绕组一侧)中以及直流电压连续地加到变压器初级绕组的情况下，它就不能消除磁场失真。这种装置，在电源由变压器组成时，即使当直流电流流入初级绕组并产生磁场失真时，直流电流也不会流到次级绕组，产生的仅仅是低次的谐波成份。因为要检测的直流分量在次级电流中(电抗器电流)不存在，所以直流分量检测电路不能工作，磁场失真不能消除。即使直流分量检测器安排在初级侧来检测初级侧的直流电流，次级侧的直流电流也不能调节到抵消初级侧的直流电流。如果企图使初级电流为零，则次级侧的直流电流会变得太大，且磁场失真会更显著。
按照另一已有技术，直流电流分量能在变压器的初级和次级侧检测。然而，用了将补偿电流流入变压器的第三个绕组的装置势必显得笨重。至于日本专利特开昭53-20525(1978)，它不能充分确定磁场失真的极性，而磁场失真的增加与磁场失真的极性有关。而日本专利特开昭59-13313(1984)中公开的装置，对于如何确定磁场失真量和极性一点不太清楚，而且也没清楚说明补偿电流的量值。
本发明的一个目的是提供这样一种电力变换器它通过一个经变压器与交流电源相连接的PWM变换器实现交流/直流的变换，其中，当直流电压暂时或连续地从电源侧或从变压器侧加到变压器上所产生的磁场失真现象事先被遏制。
本发明的另一目的是根据提供这样一种电力变换器它事前阻止磁场失真现象，即使当多个变换器连接到变压器的次级侧也不会在这些变换器之间产生干扰。
当直流电压分量加到变压器以致铁芯中的磁通偏向一极时，则磁场失真现象在变压器中发生。为了消除这种现象，必须可靠地检测出磁场失真的情况。而磁场失真情况通过观察变压器铁芯中的磁通是最可靠的检测途径，但在实践中，这是难以实现的。检测电压及其时间的乘积也是可能的，然而也是困难的。
另一方面，磁场失真量通过检测变压器的直流安匝的总数能很容易地得到检测。
假如变压器的极性和电流的正极如
图1a至1c所示，当直流电流(称作为磁场失真电流)I1qp允许流入变压器的初级侧时，为消除这种磁场失真所必须的直流分量(称为补偿电流)I2qp如图1a至1f所示。为了消除附图中显而可见的磁场失真，补偿电流I2qp必须为I2qp= (-N1)/(N2) I1qp……(1)这表明当变压器的安匝数总和为零时，磁场失真就可以消除。等式(1)的使用与负载条件无关。
因此，当变压器的匝数为n，补偿电流必须安排得使直流分量的安匝的总数AT为AT =ΣK = 1nNK ·IKdc = 0……(2)]]>这里，NK第K绕组的匝数，IKdc第K绕组电流中的直流分量。
当补偿要通过第j绕组完成时，补偿电流Ijdc为Ijdc =－1NjΣK = 1nNK ·IKdc(K ≠j )]]>
按照这种方法，磁场失真情况能从提供磁场失真电流的任一绕组中得到可靠的检测，且磁场失真能被消除。
通过检测包含在初级电流或次级电流中的偶次谐波分量来检测磁场失真情况也是可能的。
图3是通过实验得出的包含在初级电流中的电流各分量与磁场失真电流的关系曲线。在图3中，二次谐波分量及其他偶次谐波分量的增加几乎正比于磁场失真电流的增加(图3仅示出二次谐波分量)。偶次谐波的产生是因为变压器的铁芯的磁化特性使电流波形在正负两侧不对称。偶次谐波分量的极性差别取决于磁场失真的方向。通过检测该方向，可以检测出磁场失真的极性。于是，对应于直流安匝数的磁场失真状况的量值大小可从初级电流的偶次谐波分量得到检测。对于次级电流，由于磁场失真也产生偶次谐波分量。因此通过检测这些分量，磁场失真状况的量值大小也可像初级电流那样得到检测。
即使将所检测到的磁场失真状况的量值加到变压器的输出绕组中，也不能事先阻止磁场失真的发生，所以为了上述目的，必段采用补偿技术。实现这种目的装置必须能够连续不断地供给直流补偿电流，即使当所测到的磁场失真的量值为零，也是如此。没有这种补偿装置，当磁场失真的量值由于补偿而变为零时补偿的量值也变为零，磁场失真状况会再次出现。
磁场失真用这样的装置来消除它根据一基于检测得到的信号的补偿信号向图1中所示变压器的输出绕组提供一直流电流。例如如图1a所示，如当包含一正的直流电压Edc的正弦波电压加到变压器的初级绕组时，铁芯被磁化偏向正极性，靠一激励电流来维持所平衡如图所示。在这种情况下，一直流电压Eco在变换器输入电压ec中产生，维持图1a所示的极性，结果一负极性的直流电流加到次级绕组，使直流安匝数相等，从而，抑制了磁场失真。即使当直流电压Edc加到变压器的初级绕组维持图1d所示极性时，也会在变换器输入电压ec中产生与图1a中极性相反的直流电压Eco，有直流电流加到次级绕组中，使直流安匝数相等，因此抑制了磁场失真。
如上所述，变压器的磁场失真可有效消除，因此，由于磁场失真而产生的次级电流的增加、由于激励电流增加而产生的低次谐波分量以及噪声都被抑制。
附图简略说明图1是按照本发明的一实施例的结构图;
图2是抑制磁场失真方法的说明图;
图3是表示磁场失真和补偿电流间的关系图;
图4是表示初级电流中的电流分量相对于磁场失真电流的关系图;
图4是本发明用于电力变换系统的一个例子。
图5是图1的电路工作的说明图;
图6至8是其它实施例的说明图;
图9是图7实施例的工作说明图;
图10是具有多个变换器时用于补偿磁场失真的结构图;
现在结合图4来描述本发明的一个实施例。
图4是本发明用于单相交流电电源的电力变换系统的一个例子。其中，符号ACS表示单相交流电源，ZLIN表示线路中的阻抗元件，TR指变压器，ACL表示交流电抗器，CON指将交流变换为直流的PWN变换器，FC指平滑直流电流的滤波电容器，LOAD表示负载装置。
符号AVR表示电压调节电路，它形成一个来自直流电压指令Ed＊和直流电压Ed间的差值的变换器输入电流i2(变压器TR的次级电流)的作用指令电流Ir＊，ACR1是作用电流调节电路，它产生一个来自作用指令电流Ir＊和由电流检测电路CDT检测到的变换器输入电流i2中的作用分量Ir间的差值的变换器输入电压e0的电源正交指令分量Eci＊。符号ACR2是电抗电流调节电路，它产生一个来自变换器输入电流i2中的电抗指令分量Ii＊和由电流检测电路CDT所检测到的变换器输入电流i2中的电抗分量Ii间的差值的变换器输入电压e0的电源同相指令分量Ecr＊。而符号MWG是调制波产生电路，它产生一个来自变换器输入电压e0的电源同相指令分量Ecr＊、电源正交指令分量Eci＊和后面会提到的直流指令分量Eco＊的用于脉冲宽度调制的调制波信号Ym。且符号PWM指脉冲宽度调制电路，它将调制信号Ym与载波信号Yc作比较，并且产生一个门信号用来接通或截止构成PWM变换器的开关元件。
符号DT指由虚线包围的磁场失真检测电路，它检测变压器TR的磁场失真状况，它包括检测变压器初级电流中的直流分量I1qp的直流检测电路DCD1、把初级电流i1中的直流分量I1qp转换为次级电流的增益调整电路GAIN1、和检测次级电流i2中的直流分量I2qp的直流分量检测电路DCD2。磁场失真检测电路DT产生与安匝数总和相对应的△Idc(I1qp和I2qp的差)。符号DCC1是补偿电路，它产生来自△Idc的变换器输入电压e0的直流指令分量Eco＊。
现在结合图4和5a至5d，来描述实施例。
图4中，电源(变压器初级电压e1)经来自电源ACS输送线的阻抗ZLIN(Lf线电感，Rf线电阻)加到变压器TR的初级绕组。变压器TR将电源电压变换并产生适合于变换器的次级电压e2，且把e2经交流电抗器ACL加给PWM变换器CON。PWM变换器CON调节交流侧输入电压(变换器输入电压)e0的相位和幅值，以提供预定的电力保持功率因素为1(unity)。e0的幅值和相位的调节描述如下。
电压调节电路AVR调节变换器输入电流i2中的作用指令分量Ir＊，使指令电压Ed＊和直流电压Ed间的偏离为零。这一调节所设置的作用指令分量Ir＊是提供预定的电力所必须的。变换器输入电压e0的电流正交指令分量Eci＊由作用电流调节电路ACR1调节得使在作用指令分量Ir＊和由电流检测电路CDT所检测到的变换器输入电流i2中的作用分量Ir之间的偏离为零。
电抗指令电流Ii＊与功率因素指令相对应且通常设置Ii＊＝0(零电抗电流)使功率因子(素)通常为1。因此，电抗电流调节电路ACR2调节变换器输入电压e0的电源同相指令分量Ecr＊。
根据这些指令值Eci＊和Ecr＊，调制波产生电路MWG产生正弦波形的调制波信号Ym，它具有相对于图5(a)所示的变压器次级电压e2的预定的幅值和相位。相位宽度调制电路PWM把调制波信号Ym与三角波载波信号Yc相比较，并使臂上的开关元件，按照它们的幅值当Ym＞Yc时，上臂接通，下臂切断，当Ym＜Yc时，上臂切断，下臂接通，并产生相一致的门信号。于是，PWM变换器工作在预定的电力上维持一直流电压以及功率因子(素)为1。
现在假设接上负载，并提供直流电流给变压器TR的初级侧。当由于线电阻Rf而电压下降时，一直流电压被加到变压器的初级绕组，之后，当产生磁场失真时，磁场失真量检测电路DT通过直流分量检测电路DCD1检测变压器初级电流中的直流分量I1qp。然后增益调节电路GAINI把直流分量I1qp的安培匝转换为次级电流，且产生一输出I＊2dc和从直流分量检测电路DCD2产生的次级电流中的直流分量I2dc之间的差值△Idc(补偿电流中的偏离值)。补偿电路DCC1包括一积分元件，它调节变换器输入电压的直流指令分量Eco＊，使磁场失真量检测电路的输出△Idc变为零，且使输出△Idc在它变为零之后保持在零上，并输送指令给调制波产生电路MWG。参看图5(b)，调制波产生电路MWG响应直流指令分量Eco＊把调制波信号Ym移动Ymc，且把它送到脉冲宽度调制电路PWM，该电路把调制波信号Ym与载波信号Yc相比较，并产生一门信号。结果，PWM变换器产生如图5(b)所示包含一直流电压的变换器输入端电压，并控制流入变压器的直流电流，以便消除磁场失真。变换器输入电压中的直流分量与交流分量的调节是彼此分开的(独立的)，几乎不影响功率因子为1的运行。
如上所述，磁场失真的补偿控制使变压器消除了磁场失真，由此抑制了变换器输入电流的增加，同样也抑制了激励电流的增加。而且，因为PWM变换器直接补偿磁场失真，所以不需要为补偿而设置变压器新绕组或再设置一个变压器。因此实现了装置的小型(紧凑)化。
这里，当在变换器输入电压e0的直流分量Eco和次级电流中的直流分量I2dc(补偿电流)之间的关系很明显时，图4的直流分量检测电路DCD2可以省略，只要检测初级电流中的直流分量就可消除如图6所示的磁场失真。在图6中，磁场失真量检测电路DT由检测初级电流中的直流分量的直流分量检测电路DCD1和用于调节其输出增益的增益调节电路GAIN1组成。DCD2产生变换器输入电压e0的直流指令分量Eco＊，它是为响应磁场失真量检测电路DT的输出使补偿电流I2dc流入而必须的。其它方面的组成和工作与图4的相同。
按照此实施例，使用结构非常简单的检测器电路和补偿电路就可消除磁场失真。
另一方面，图4中所示磁场失真量检测电路DT也可用检测包含在初级电流或如图7中所示的次级电流中的偶次谐波分量(图7示出了二次谐波分量的情形)来实现。
图7中，符号BPF是为检测二次谐波分量的滤波电路，MUL1和MUL2是乘法器，DCD3是直流分量检测电路，GAIN2是增益调节电路。图7所示是图4中用虚线框起来的磁场失真量检测电路DT，且其它方面的电路组成和电路工作与图4部分相同。根据本实施例的磁场失真量检测电路的工作现在结合图9进行描述，图9表示当磁场失真为正和负(无负载)时的工作波形。图7的滤波电路BPF检测如图9(b)所示的包含在次级电流i2中的二次谐波分量i12。二次谐波分量i12经乘法器MUL2由图9(c)的信号相乘，该图9(c)信号通过乘法器MUL1由图9(a)的变压器的次级电压e2(或初级电压)自乘而获得，结果产生图9(d)中所示的信号。其中包含的直流分量(平均值)由直流分量检测电路DCD3检测。而且，符号由增益调节电路GAIN2使其反向以调节增益，并获得补偿电流中的偏离值△Idc。该偏离值是与图4的磁场失真检测电路DT的输出相对应的信号。
在该实施例中，变压器的磁场失真状况是根据二次谐波分量检测的，这种谐波分量有比直流分量为大的电平且响应很快。因此磁场失真能保持高精度的检测。本实施例在变压器铁芯设计成具有高磁通密度时特别有效。而且该装置不受错误设置常数的影响，用次级电流的检测替代初级电流的检测。因此不需要在通常有高压的初级侧设置电流检测器。
图8表示采用另一种磁场失真检测装置的实施例，其中仅磁场失真量检测电路用图示阐明。其它部分的电路组成和工作同图4那些相同。
在本实施例中，包含在次级电流中的二次谐波分量经过滤波电路BPF被检测，通过绝对值电路ABS取出绝对值后，经直流分量检测电路DCD4将其平均，以便检测磁场失真量。另一方面，包含在次级电流中的直流分量用直流分量检测电路DCD5检测，且磁场失真的极性用极性鉴定电路PLC检测。这些输出通过乘法器MUL3彼此相乘，而增益由增益调节电路GAIN3来调节以便获得补偿电流的偏离量△Idc。
按照本实施例，磁场失真量是根据二次谐波分量测定的，测试速度快、精度高。而且磁场失真的极性是根据直流分量的极性测定的，这不会受滤波电路BPF的相位特性的影响。因此不需要用电压信号作为鉴定极性的参考，且可减少乘法器的数目。
图10展示了一复杂结构，其中有多个变换器并行连接到一个变压器TR上。这里所解释的是负载只有一个的情况。然而，各变换器可以各自带载。图10中，与图4相同的部分以简化的方式画出以便简化附图。变压器TR有与n个变换器CON1到CONn相连接的n个次级绕组。符号CTR1到CTRn是电流控制电路，它根据作用电流指令电路IRA的输出控制变换器的输入电流，并且其组成与图4那些相同。符号DT是磁场失真量检测电路，它检测变压器各绕组的电流，并计算直流安匝数的总和，它的构成与图4的相同。
磁场失真量检测电路DT检测变压器TR各绕组电流中的直流分量，计算并产生直流安匝数总和△Idc。根据这△Idc的输出，补偿电路DCC1进行补偿以使Idc为零，它产生一个变换器输入电压的直流指令分量Eco＊，且把它输入到电流控制电路CTR1至CTRn中。结果，直流补偿电流被等分成n份流入变换器CON1到CONn中，消除了磁场失真。
按照本实施例，补偿磁场失真的直流电流由各PWM变换器共享。因此被变换器输入电流的补偿电流增加的直流较小，主电路元件电流容量要下降。本实施例进一步有效地抑制了由变换器输入电流中的直流分量所产生的直流电压的脉动。
按照本发明，不仅能消除变压器侧感应的变压器的磁场失真，而且也能消除电源侧所产生的变压器的磁场失真。换言之，本发明有效地克服连续的磁场失真并在事先阻止它发生，抑制了由磁场失真和变压器次级电压的变化引起的电抗下降。因此，变换器的输入电流(变压器的次级电流)的局部增加得到抑制，保护了主电路中的开关元件免受过电流的袭击。而且能排除随激励电流增加所产生的低次谐波分量，以及减少了由于磁场失真明显增加所产生的变压器的噪声。由于电力变换器的已有部分可利用，减少了需新增添的部分。
权利要求
1.一种电力变换器，其特征在于包含把交流电源电压变换为预定的交流电压的变压器；连接于变压器次级侧把交流电流变换为直流电流的脉冲宽度调制(PWM)变换器；连接于所述变换器的直流侧的负载装置；接通和切断组成所述变换器的开关元件的控制装置；检测与所述变压器的磁场失真相关的状态量的装置；和把所检测的值输入到所述的控制装置使在所述脉冲宽度调制变换器的交流侧产生与所述检测的值相对应的直流分量的装置。
2.如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于所述检测装置检测变压器的总的直流安匝数。
3.如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于所述检测装置检测包含在次级电流或初级电流中的偶次谐波分量。
4.如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于所述检测装置根据包含在初级电流或次级电流中的偶次谐波分量的幅值来检测磁场失真的量值，并且根据包含在初级电流或次级电流中的直流分量来检测磁场失真的极性。
5.如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于所述检测装置检测包含在初级电流中的直流分量。
6.一种电力变换器，其特征在于包含将交流电源电压变换为预定的交流电压并将所变换的交流电压供给多个次级绕组的变压器;与所述多个次级绕组相连接将交流电流变换为直流电流的多个脉冲宽度调制(PWM)变换器;连接到所述变换器的直流输出端的负载装置;接通或切断构成所述变换器的开关元件的装置，检测与所述变压器的磁场失真相关的状态量的装置;和将所检测值输入到所述控制装置使在所述多个脉冲宽度调制变换器的交流侧产生与补偿值相对应的直流分量的装置。
7.如权利要求6所述的电力变换器，其特征在于所述检测装置检测变压器的总的直流安匝数。
8.如权利要求6所述的电力变换器，其特征在于所述检测装置检测包含在初级电流或次级电流中的偶次谐波分量。
9.如权利要求6所述的电力变换器，其特征在于所述检测装置根据包含在初级电流或次级电流中的偶次谐波分量的幅值来检测磁场失真的大小，并根据包含在初级电流或次级电流中的直流分量来检测磁场失真的极性。
10.如权利要求6所述的电力变换器，其特征在于所述检测装置检测包含在初级电流中的直流分量。
11.一种电力变换器，其特征在于包含把交流电源变换为预定的交流电压的变压器;连接到变压器次级把交流电流变换为直流电流的脉冲宽度调制(PWM)变换器;连接到变换器的直流侧的负载装置;产生一个输入到所述变换器的电流的作用指令电流值的作用指令电流产生装置;指定所述变换器的功率因子(素)的功率因子(素)指令装置;检测与所述变压器的磁场失真有关的状态量的装置;根据检测状态量的所述装置的测得值在所述变换器的交流侧产生一指定直流分量的直流指令分量装置;和接收所述作用电流指令产生装置的输出、所述功率因子(素)指令装置的输出、和所述直流指令分量装置的输出，以便根据这些输出接通和切断构成所述脉冲宽度调制器的开关元件的控制装置。
全文摘要
一种电力变换装置包含把交流电源电压e
文档编号H02M7/155GK1043049SQ8910882
公开日1990年6月13日 申请日期1989年11月23日 优先权日1988年11月24日
发明者仲田清, 照沼睦弘, 木村彰, 中村清, 石田俊彦 申请人:株式会社日立制作所