02中的开关管 Q2 -回到整流桥101的输出负极，具体电流流向如图7中虚线301所示。除此之外，电源初 级还有一个电流回路，从母线电容⑶C正极一反激电路104的N-MOS管Ql-反激电路104 的变压器原边绕组一回到反激电路104的母线电容CDC的负极，具体电流流向如图7中虚 线302所示。此时变压器进行能量存储，电源次级侧依靠输出电容Co中存储的电能，具体 电流流向如图7中虚线303所示。
[0036] 在这个过程中，流过电感Ll的电流从零开始线性上升，电感Ll开始储能，吸收电 容C2通过电阻Rl放电；同时反激电路中的母线电容通过N-MOS管Ql向变压器原边放电， 变压器Tl原边绕组的电流从零开始线性上升，变压器Tl原边绕组的电流方向：从原边同名 端流到原边异名端，并对变压器Tl的原边绕组激磁并由变压器Tl的原边绕组储存能量；这 时变压器Tl的副边绕组感应出上负下正的感应电压，如图7中符号标识那样，这个感应电 压与变压器Tl的匝比、原边绕组电压有关，在这个电压作用下，二极管Do反偏，不导通。
[0037] (2)N-MOS管Ql与Q2 继而关断：
[0038] 当N-MOS管Ql与Q2导通完毕，继而迅速关断时，此时N-MOS管Ql与Q2相当于开 路，图8示出此时的电流流向，开关管Ql与Q2关闭期间，倍压电路102中的电感Ll存储的 能量还通过图8中的虚线304所示的路径对反激电路中的母线电容CDC进行充电，此时电 感感应出左负右正的感应电压，电流从电感的感应电压正端流出一经倍压电路中的Dl- 母线电容CDC-漏感能量回馈电路中的D3 -回到电感的感应电压负端。此时变压器进行 能量释放，变压器Tl的副边绕组感应出上正下负的感应电压，电流从变压器Tl副边绕组的 异名端流出一经反激电路104中的整流二极管Do-向负载及输出电容Co释放能量一回到 变压器Tl副边绕组的同名端，具体电流流向如图8中的虚线305所示。由于漏感Ls的存 在，其存储的漏感能量经过漏感能量回馈电路105中的吸收电容C2与释能电阻Rl-二极 管D3 -漏感能量回馈电路105中的吸收电容Cl-变压器原边，具体电流流向如图8中的 虚线306所示。
[0039] 在这个过程中，倍压电路102中的电感Ll由于电流突变，感应出左负右正的感应 电动势，如图8中符号标识的那样，因此可看成是整流桥输出电压与电感的感应电动势之 和向反激电路104中的母线电容CDC和变压器Tl的原边充电，此时变压器Tl的原边绕组 电流方向从原边异名端到同名端，故变压器Tl的副边绕组感应出上正下负的感应电压，如 图8中符号表不的那样。
[0040] 变压器Tl的漏感Ls此时感应出上正下负的感应电动势，由于漏感回馈回路的阻 抗较本拓扑中的其它回路低，因此漏感能量大部分回馈到吸收电容Cl与C2中，实现了漏感 能量的回收利用，提高了效率。而且，在开关管Ql关断，漏感能量通过漏感能量回馈电路 时，变压器Tl异名端电位被二极管D3钳位至输入母线电压，因此由漏感Ls引起的电压尖 峰被有效的吸收了，故此时MOS管的漏源极便没有电压尖峰。由于电路中降低了开关管关 断时期的电压变化率，因此此发明有效的减少了开关电源的扰动原，优化了系统EMI性能。
[0041] 漏感能量回馈电路中采用两个吸收电容的原因在于，在开关管Ql、Q2关断的瞬 间，漏感能量通过电容C2、电阻Rl、二极管D3、电容Cl，电容Cl与C2对漏感尖峰进行分压， 此后无论整流桥输出电压如何变化，吸收电容C2两端的电压仍然存在，达到动态平衡，且 电容C2的极性为左负右正，如图8标示的那样。如此，吸收电容C2两端的电压相当于提高 了整流桥输出电压，拓宽了输入电压范围。
[0042] 漏感能量回馈电路中的两个吸收电容Cl与C2的取值有一定的要求，根据电容的 定义及电容储能公式知道，两个电容串联，在相同的通电时间下，容值越小其储能越大。因 此，在漏感能量回收利用的角度上说，电容C2的容值要远大于电容Cl的容值，如此便可以 减少漏感能量在电阻Rl上的损耗。但是，如果电容C2很大，则电容C2两端的电压便很小， 因此变压器反射电压仍有可能大于吸收电容C2与输入电压之和，故此时输入电压范围仍 很低，所以说，从输入电压范围上讲，电容C2的容值较电容Cl的容值越小，输入范围便越 宽。
[0043] 计算时，在满足输入电压范围的基础上尽可能大的选取吸收电容C2的容值，便可 以减少电路的损耗。
[0044] 同时，由于变压器Tl与电感LI在N-MOS管Ql导通时期存储了能量，在N-MOS管Ql关断期间向负载提供能量，相当于倍压电路102中的电感与反激电路104中的变压器，在 N-MOS管Ql关断期间同时为负载提供能量。
[0045] 在电感Ll与变压器Tl的能量释放完毕后电路便进入了谐振状态，所添加的开关 管Q2主要是将电感Ll、变压器Tl与二极管Dl的结电容的谐振回路分开，电感的谐振回路 包括：输入电容C1、电感Ll本身及开关管Q2,变压器Tl原边的谐振回路包括：开关管Q1、 变压器Tl原边绕组及母线电容CDC。如果没有开关管Q2,当倍压电路102中的电感Ll谐 振至左正右负，且输入电压低于其感应电压时，倍压电路102中的二极管Dl的阳极便出现 了负压，那么二极管Dl两端便出现了高应力。当加入开关管Q2后，倍压电路102中的二极 管Dl的阳极就会被钳位在零伏，如此就不会出现二极管Dl两端的高应力问题。换句话说， 在电流回路中电感Ll能量释放完毕后，钳位电路将二极管Dl阳极的最低电压钳位在整流 桥负输出端电位，使得二极管Dl的电压应力与开关管Ql的电压应力相同，其中，开关管Ql 的电压应力指的是其漏源极间所承受的电压。
[0046] 为了实现过功率控制，在N-MOS管Ql的源极下串入电流采样电阻，将采样信号 送入驱动电路控制驱动信号；为了实现闭环控制，在输出端取样输出电压通过反馈电路送 入驱动电路，控制驱动信号的占空比。图9所示的电路图被设计成输入工作电压范围为 85VAC~
[0047] 264VAC，输出电压为15V，输出功率为3W的稳压开关电源。测得在不同输入电压下 满载输出的情况下的效率与现有技术在相同条件下测得的效率对比，如表1所示：
[0048] 表 1
【主权项】
1. 一种漏感能量回收电路，包括并联于整流桥两端的电容C1，以及变压器原边绕组的 异名端和同名端，其特征在于：还包括二极管D3、电容C2和电阻Rl， 所述二极管D3的阴极通过电容Cl与变压器原边绕组的同名端连接，二极管D3的阳极 分别连接电容C2的负端及电阻Rl的一端，电容C2的正端及电阻Rl的另一端与变压器原 边绕组的异名端连接， 当开关管Ql和开关管Q2关断时，变压器的漏感能量经过二极管D3形成的续流回路， 回馈到电容Cl和电容C2中。
2. -种开关电源，包括整流桥、与整流桥连接的倍压电路、与倍压电路连接的反激电路 以及权利要求1所述的漏感能量回收电路，所述反激电路的原边电路包括电容C DC、开关管 Ql和变压器的原边绕组，其特征在于： 所述倍压电路将整流桥的输出电压升尚，包括二极管Dl、电感Ll、开关管Q2,所述电感 Ll的一端连接整流桥的正输出端，电感Ll的另一端分别与二极管Dl的阳极及开关管Q2的 漏极连接，开关管Q2的源极与整流桥的负输出端连接；二极管Dl的阴极分别与开关管Ql 的漏极及电容Cdc的一端连接，电容Cdc的另一端与原边绕组的异名端连接，原边绕组的同名 端与整流桥的负输出端连接；开关管Ql的源极与原边绕组的同名端连接；开关管Ql与开 关管Q2使用同一个驱动控制信号；所述漏感能量回收电路连接于整流桥与反激电路之间。
3. 按照权利要求2所述的开关电源，其特征在于：所述开关管Q2由二极管D4代替，所 述倍压电路中电感Ll的另一端分别与二极管Dl的阳极及二极管D4的阴极连接，二极管D4 的阳极连接整流桥的负输出端。
【专利摘要】本发明涉及一种电源电路，特别涉及开关电源的漏感能量回收电路及基于该电路的开关电源。一种漏感能量回收电路，包括并联于整流桥两端的电容C1，以及变压器原边绕组的异名端和同名端，还包括二极管D3、电容C2和电阻R1，所述二极管D3的阴极通过电容C1与变压器原边绕组的同名端连接，二极管D3的阳极分别连接电容C2的负端及电阻R1的一端，电容C2的正端及电阻R1的另一端与变压器原边绕组的异名端连接，当开关管Q1和开关管Q2关断时，变压器的漏感能量经过二极管D3形成的续流回路，回馈到电容C1和电容C2中。相对于现有技术，本发明不仅能够回收漏感能量，提高整机的转换效率，而且扩大了输入输出范围的漏感能量回收电路。
【IPC分类】H02M7-00, H02M7-217
【公开号】CN104852610
【申请号】CN201510254136
【发明人】郭启利, 黄天华
【申请人】广州金升阳科技有限公司
【公开日】2015年8月19日
【申请日】2015年5月15日