一种环路补偿方法及电路的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种环路补偿方法及电路，适合应用在开关变换器领域。
【背景技术】
[0002] 开关变换器（又称开关电源）一般都是通过负反馈控制环路来使变换器的输出电 压保持稳定。然而，对于任何负反馈系统，都存在环路稳定性的问题。控制系统的稳定性是 由系统结构决定的，因为控制系统一般都含有储能元件和惯性元件，如电容和电感。由于这 类元件的能量不能突变，当系统受到扰动或有输入量时，控制过程不会立即完成，而是有一 定的延迟，如果这个延迟造成反馈回来的信号刚好同相地加到原扰动或输入信号，那么系 统将出现振荡现象。如果这个振荡过程是逐渐减弱的，系统最终将趋于稳定；如果振荡过程 维持恒定或逐步增强，系统将失控，即为不稳定系统。根据"巴克豪森判据"要求，控制系统 稳定的准则是：在开环环路增益为1的频率（即穿越频率）处，系统所有环节的总开环相位 延迟必须小于360°。另外，将系统在穿越频率处所对应的相位角与-180°之差定义为相 位裕度。相位裕度太小，系统会出现减幅振荡；相位裕度太大则系统的响应速度变慢。为了 减小反馈系统阶跃响应引起的振荡幅度，并提供快速的调节速度，一般将相位裕度设计在 45°到70°之间。
[0003] 为了满足相位裕度的要求，在开关变换器中常常会采用滞后补偿电路。如图1所 示，无源滞后补偿电路通常由两个电阻&、R2和一个电容q依次串联组成，它的传递函数 Gc(s)由式（1)给出，
[0004]
(1)
[0005] 式⑴中s是s域的自变量，又称为"复频率"。
[0006] 设
则式⑴变换为：
[0007]
(2)
[0008] 根据公知常识可知补偿的零点频率fz和极点频率fp分别为：
[0011] 上述滞后补偿电路传递函数的相关公式推导及其频率特性在化学工业出版社出 版的，由孙优贤和王慧主编的《自动控制原理》第1版中有详细的分析，该书的ISBN号为 978-7-122-11607-9,特别地，在《自动控制原理》中253页至256页中作者描述了应用频域 法设计滞后补偿电路的步骤。为了保证滞后补偿电路在系统截止频率f。（在开关变换器中 又称为穿越频率）处的滞后角度不大于-6°，一般取补偿的零点频率为穿越频率的十分之 一，而在开关变换器系统中，穿越频率一般设计为开关频率的1/6~1/10以满足稳定性需 求。环路稳定性在人民邮电出版社出版的，由SanjayaManiktala著写，王志强等人翻译的 《精通开关电源设计》第一版中有详细的分析，该书的ISBN号为978-7-115-18500-6,在《精 通开关电源设计》第1版的第7章，尤其是201页的7. 24节给出了一个目前最流行最简单 的判断环路稳定性方法。
[0012] 若一个电源系统的开关频率为100kHz，则其穿越频率最大为16. 7kHz，那么采用 滞后补偿设计的零点频率可取为1. 67kHz，由式（3)和式（4)可以算出，当R2= 68kQ时， 1. 4nF，若a取 6,则Ri= 340kQ。
[0013] 若该电源系统采用的是PFM控制，那么在轻载时开关频率还会减小，特别是空载 开关频率将降至最低，以空载开关频率为1kHz为例，根据上述滞后补偿电路设计方法，分 别计算出满载和轻载情况下，所需的补偿元件&、R2、Q的规格，如下表一：
[0014] 表一
[0015]
[0016] -般要兼顾空载的环路稳定性，补偿电容Q应该取140nF，但是不论是1. 4nF，还 是140nF的电容都是不易于在控制器中集成的，而且因为补偿电容较大，还严重影响了补 偿电路输出信号的摆率，给系统造成较差且较难校正的动态特性。
[0017] 虽然在集成电路中电阻可以使用折叠的画法来减小面积，因此在集成电路中通常 会在RC常数不变的前提下，使用较大的电阻来减小电容已获得较小的面积，但是就算这样 操作，将现有技术直接延伸到集成电路上仍然是难以实现的，如下表二所示：
[0018] 表二
[0019]
[0020] 由表二可见，即使将电阻放大近44倍，电容Q也只能缩小至3. 17nF，仍然不易于 集成，不利于提尚系统动态特性。
【发明内容】
[0021] 鉴于上述现有技术的缺点和局限性，本发明要解决的第一个技术问题是：提供一 种环路补偿方法，可以采用较小的电容和电阻等无源器件来实现滞后补偿，故可将控制电 路全部集成于控制器中，从而减少了外围元件的数量，降低电源成本。特别的，本发明提供 的环路补偿方法在脉冲频率调制（PFM)控制方式的应用场合中，还可以实现动态零点和极 点补偿，故只需要一个相对小的电容就能够同时满足满载（较高的开关频率）和空载（较 低的开关频率）等条件下的开关电源环路稳定性要求。更特别的，本发明提供的环路补偿 方法在保证系统稳定性的同时，还能提高系统的动态特性。
[0022] 与此相应，本发明要解决的第二个技术问题是：提供一种利用上述方法的环路补 偿电路。
[0023] 本发明解决上述第一个技术问题的技术方案是：
[0024] -种环路补偿方法，包括如下步骤：
[0025] 开关电路受一个预设占空比的控制信号控制接收开关电源反馈网络输出的误差 放大信号并传送给滞后补偿电路，所述的预设占空比能将所述的滞后补偿电路的RC常数 进行放大；
[0026] 所述的滞后补偿电路生成补偿后的信号并传送给采样电路；
[0027] 所述的采样电路受另一个预设占空比的控制信号控制将接收到的所述的补偿后 的信号传送给开关电源主功率开关管的占空比控制电路。
[0028] 以上为环路补偿方法的原始技术方案。下文【具体实施方式】部分将会以简单的RC 滤波电路来说明利用开关电路增大RC常数的原理，通过相关分析我们能够预知上述技术 方案可以根据开关电路控制信号的占空比将滞后补偿电路的RC常数进行放大，从而实现 滞后补偿电路的可集成化；与此同时，还能减小滞后补偿电路中第一电容，以便通过所述的 快速响应电路来提高现有技术的动态特性。
[0029] 优选地，所述的采样电路完整地保存所述的补偿后的信号后并完整地传送给所述 的开关电源主功率开关管的占空比控制电路。
[0030] 作为开关电路的一种具体的实施方式，所述的开关电路的预设占空比都是一个固 定值。这样在电源开关频率较高且不会负载变化时，能够使用一固定占空比将补偿电容集 成。
[0031] 优选地，所述的开关电路的控制信号是基于所述的开关电源主功率开关管的驱动 信号产生的。
[0032] 更优地，所述的控制信号的频率与开关电源主功率开关管的开关频率成正比。那 么在脉冲频率调制（PFM)控制方式的应用场合中，所述的控制信号的频率就能够与开关频 率一起随着负载变化而变化，以实现动态的零点和极点补偿，即只需要一个相对小的补偿 电容就能够同时满足满载（较高的开关频率）和空载（较低的开关频率）等条件下的开关 电源环路稳定性要求。
[0033] 作为采样电路的一种具体的实施方式，所述的采样电路的预设占空比与所述的开 关电路的预设占空比相同，且所述的采样电路的控制信号和所述的开关电路的控制信号是 一对同步信号。这样以便能同步完成环路补偿功能，更便捷、更有效地避免发生所述的补偿 后的信号采样失真的问题。
[0034] 本发明解决上述第二个技术问题的技术方案是：
[0035] -种环路补偿电路，包括：开关电路、滞后补偿电路和采样电路；
[0036] 所述的开关电路受一个预设占空比的控制信号控制接收开关电源反馈网络输出 的误差放大信号并传送给滞后补偿电路，所述的预设占空比能将所述的滞后补偿电路的RC 常数进行放大；
[0037] 所述的滞后补偿电路生成补偿后的信号并传送给采样电路；
[0038] 所述的采样电路受另一个预设占空比的控制信号控制将接收到的所述的补偿后 的信号传送给开关电源主功率开关管的占空比控制电路。
[0039] 优选地，所述的采样电路完整地保存所述的补偿后的信号后并完整地传送给所述 的开关电源主功率开关管的占空比控制电路。
[0040] 作为开关电路的一种具体的实施方式，所述的开关电路的预设占空比是一个固定 值。
[0041] 优选地，所述的开关电路的控制信号是基于所述的开关电源主功率开关管的驱动 信号产生的。
[0042] 作为采样电路的一种具体的实施方式，所述的采样电路的预设占空比与所述的开 关电路的预设占空比相同。
[0043] 更优地，所述的采样电路的控制信号和所述的开关电路的控制信号是一对