给出了一个设计实例。主电路 参数如下：V dc= 400V，P。= 2. 5kW，VaN= 220V，L1= L2= 2mH，C1= C 2= 500uF，Ruiad = 60-300 Ω，TS= 100us。图7给出当三相交流输出相电压峰值指令电压为311V时，Z源逆变 器采用本发明提出的脉宽调制方法，驱动信号、滤波前、后交流输出电压、输出电流、中间直 流侧电压和中间电容电压的仿真波形。根据⑶和（10)计算获得电容电压V c= 514. 6V， 电压增益G = 1. 56。
[0084] 图7所示仿真结果与理论值基本一致。采用本发明提出的脉宽调制方法，Z源逆 变器获得最大电压增益和最小器件电压应力和开关频率。
[0085] 新能源供电的分布式电源系统中，效率是评价电力电子变流器的一个重要指标。 高效率意味对散热器需求的降低。电力电子变流器的损耗主要包括电力半导体器件损耗、 无源元件损耗及控制器、驱动电路损耗等，其中电力半导体器件的损耗占最主要部分，这也 是本专利说明书损耗分析的主要对象。对于电力半导体器件，IGBT的损耗除了通态损耗， 还包括开通损耗及关断损耗。功率二极管的损耗主要包括反向恢复损耗及通态损耗，而开 通损耗相对很小，可以忽略不计。电力半导体器件的开关损耗模型表示为：
[0088] 其中：Vsw是阻断电压，i sw是开关电流；α，β，γ是开关器件在给定结温和参考直 流电压Vraf下开通或关断损耗的器件参数，可以采用多项式拟合的方式，结合器件数据手册 中的曲线和参数，计算获得。
[0089] 升压电路和逆变桥中电力半导体器件的通态损耗可以分别通过下式计算获得。
[0092] 其中：v_= v th+ri_是通态压降，V th是开启阈值电压；r是通态电阻；i _是通态 电流，是导通时间。
[0093] 如式（13)和（14)所示，电力半导体器件的开关损耗与开关频率（fsw)，开关电流 (i sw)，阻断电压（Vsw)有关。采用新型调制方法的Z源逆变器，可以减少开关频率和电压应 力，从而有助于降低开关损耗，提高效率。
[0094] 为了定量的分析上述新型脉宽调制方法对效率提升的程度。采用英飞凌电力半导 体器件IGBT IGW25N120和DIODE IDP18E120搭建2. 5kW Z源逆变器实验测试平台。设计 实例参数如下：Vd。= 4000V，P。= 2500W，V a。= 311V，电压增益G = L 56。开关周期T s = lOOus。通过调整负载电阻，测量不同输出功率下，Z源逆变器采用各种脉宽调制方法的效 率曲线。
[0095] 图8给出了采用不同脉宽调制方法，Z源逆变器的效率曲线。由于采用本发明提 出的脉宽调制方法，Z源逆变器减小了逆变桥中和前端电力半导体器件的开关频率，从而明 显减小开关损耗。这也是Z源逆变器采用本发明提出的调制方法表现出明显的高效率优 势。此外，本发明提出的脉宽调制方法减小了电力半导体器件的电压应力和发热，有助于减 小硅（Si)电力半导体器件的需求。Z源逆变器采用本发明提出的脉宽调制方法更适用于高 增益DC-AC功率变换场合。
[0096] 本发明公开了一种Z源逆变器最大升压控制和最小开关频率的脉宽调制方法， 包括将一个开关周期（Ts)内中间直流侧电压平均值控制为三相交流输出相电压的包络 线即线电压的瞬时最大值，从而可以将逆变桥中电力半导体器件的等效开关频率减小到 l/3fs(fs= 1/TS)。本发明进一步减小了 Z源逆变器功率器件的开关损耗，提高变流器的电 能转换效率。此外，采用本发明提出的调制方法，逆变器直流侧电感电流和电容电压包含六 倍基波频率的低频纹波。Z源逆变器采用该调制方法同样适合应用于400-800HZ中频机载 和船舶等分布式电源系统。
[0097] 以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按 照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书 的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种Z源逆变器最大升压和最小开关频率脉宽调制方法，其特征在于，调节一相桥 臂的直通时间使一个开关周期Ts内逆变桥直流侧电压为三相交流输出线电压的瞬时最大 值，具体调制方法包括以下步骤： 1) 在给定交流输出电压幅值下，根据式（1)计算电压增益：U) 其中，％?表示交流输出相电压峰值，。直流电源电压，G表示电压增益，其定义为交流 输出相电压峰值与1/2倍直流电源电压的比值； 2) 根据空间电压矢量定义，将交流输出电压分为六个扇区，根据式（2)计算每一个扇 区中，任一周期内，单相桥臂的直通占空比dST:Q) 其中：0 =cot% (31 /3)，《 = 2 31fline，fline为输出三相电压基波频率； 3) 根据下表设计逆变桥中六个功率器件的开关状态：4) 根据式（3)计算工作于PWM调制一相桥臂上、下开关管的导通占空比dSip(c〇t)和 dSin(?t):其中：任一扇区内，vmin (?t)是输出相电压最小值；vmax (?t)是相电压最大值，vmid(wt)是相电压中间值；i表不输出电压中间值的一相a，b或c; 5) 确定Z源逆变器各功率器件开关状态和占空比后，由数字控制器生成PWM驱动信号， 控制主电路。2. 根据权利要求1所述的Z源逆变器最大升压和最小开关频率脉宽调制方法，其特征 在于，所述步骤4)中：一个开关周期Tsft，逆变桥中两个桥臂的电力半导体器件开关状态 固定不动作，另一桥臂的电力半导体器件采用脉宽调制PWM兼顾逆变桥直流侧电压和输出 相电压的调节；逆变桥中电力半导体器件的等效开关频率减小为l/3fs，其中，fs= 1/TS; 第一扇区的开关状态为：Vnax=va，vnid=vb，v_=v。，Sap和Sm始终开通，San和S印始 终关断，B相桥臂上、下开关管Sbp和Sbn米用PWM调制，其导通占空比dsbp、dsbn代入⑶式 计算获得：(4) 第二扇区的开关状态为：Vnax=vb，vnid=va，v_=v。，Sbp和Sm始终开通，Sbn和S印始 终关断，A相桥臂上、下开关管Sap和San米用PWM调制，其导通占空比dSap、dSan代入⑶式 计算获得：(5) 第三扇区的开关状态为：输出三相电压Vmax=vb，vmid=v。，vmin=va，Sbp和San始终开 通，Sbn和Sap始终关断，C相桥臂上、下开关管S@和Sm采用PWM调制且开关状态互补，其导 通占空比d&p、dSm代入（3)式计算获得：(6:) 第四扇区的开关状态为：输出三相电压Vmax=v。，vmid=vb，vmin=va，San始终开 通，SjPSap始终关断，B相桥臂上、下开关管Sbp和Sbn采用PWM调制且开关状态互补，其导 通占空比dsbp、dsbn代入（3)式计算获得：(7) 第五扇区的开关状态为：输出三相电压Vmax=v。，vmid=va，vmin=vb，Sbn始终开 通，S^PSbp始终关断，A相桥臂上、下开关管Sap和San采用PWM调制且开关状态互补，其导 通占空比dSap、dSan代入（3)式计算获得：(:8) 第六扇区的开关状态为：输出三相电压Vmax=Va，vmid=v。，vmin=vb，Sap和Sbn始终开 通，San和Sbp始终关断，C相桥臂上、下开关管S@和Sm采用PWM调制且开关状态互补，其导 通占空比d&p、dSm代入（3)式计算获得：(9)〇
【专利摘要】本发明公开了一种Z源逆变器最大升压和最小开关频率脉宽调制方法，该方法通过调节一相桥臂的直通时间使一个开关周期Ts内逆变桥直流侧电压为三相交流输出线电压的瞬时最大值，从而可以将逆变桥中电力半导体器件的等效开关频率减小为1/3fs。本发明通过将Z源逆变器中间直流侧电压控制为交流输出相电压的包络线即三相线电压的瞬时最大值，有效地减小了高增益应用场合下电力半导体器件的电压应力和等效开关频率，有助于降低变流器中电力半导体器件的成本和提高电能转换效率。此外，本发明提出的调制方法，Z源逆变器直流侧电感电流和电容电压包含六倍基波频率的低频纹波。该新型调制方法同样更适合应用于400-800Hz中频交流电源系统，如机载和船舶电源系统。
【IPC分类】H02M7/5395, H02M7/5387
【公开号】CN105099253
【申请号】CN201510562882
【发明人】张岩, 刘进军, 马小龙
【申请人】西安交通大学
【公开日】2015年11月25日
【申请日】2015年9月7日