一种基于输出反馈解耦的pwm变流器低开关频率控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种PWM变流器控制方法，特别是一种基于输出反馈解耦的PWM变流 器低开关频率控制方法。
【背景技术】
[0002] PWM变流器具有较高的电能转换效率，可实现功率双向流动，已被广泛地应用在金 属乳制、矿井提升、船舶推进、机车牵引等领域。但随着器件电压升高、功率加大，开关损耗 随之增加，为提高装置的输出功率，可降低功率器件的开关频率。当开关频率降低时，采样 延时以及PWM发波延时在dq坐标系下控制时会引入严重的交叉耦合，而常规的前馈解耦已 无法满足系统的动态解耦需求。因此，低开关频率下PWM变流器的高性能控制问题亟需解 决。
[0003] 目前，针对该问题的解决方法有：PI调节器参数的整定、在静止坐标系下采用PR 调节器、在静止坐标系下采用模型预测控制、在旋转坐标系下采用串联解耦控制器。PI调节 器参数的整定提高了系统的动态性能，但该方法在旋转坐标系下进行控制并没有消除系统 的耦合。在静止坐标系下采用PR调节器，此时耦合问题将不存在，但其动态性能无法与带 解耦环节的PI调节器相媲美。在静止坐标系下采用模型预测控制，同样不存在耦合，但该 方法存在开关频率波动的问题。在旋转坐标系下采用串联解耦控制器，消除了系统的耦合， 但该方法采用串联零极点对消，依赖于系统的参数。
【发明内容】
[0004] 本发明的目的是：针对现有技术不足，提供一种基于输出反馈解耦的PWM变流器 低开关频率控制方法，解决在低开关频率时由于延时导致系统耦合严重的问题，提高系统 的控制性能。
[0005] 本发明的目的是这样实现的：该低开关频率下PWM变流器控制方法包括七个步 骤：1、电网电压、网侧电流采样及Clark变换；2、电网电压矢量角的获取并对电网电压、网 侧电流进行Park变换；3、直流侧电容电压采样及定直流电压外环控制；4、电流内环控制； 5、输出反馈解耦及解耦补偿电压的获取；6、调制电压的获取；7、PWM信号的产生；
[0006] 具体步骤如下：
[0007] 步骤一、采样三相电网电压ea、eb、e。和网侧电流i a、ib、i。，经过Clark变换分别得 到两相静止坐标系下电网电压e。、ee和网侧电流i。、ie;
[0008] 步骤二、通过锁相环（7)获得电网电压矢量角Θ，利用电压矢量角Θ对两相静止 坐标系下电网电压ea、ep及网侧电流i α、ip进行Park变换，得到同步旋转坐标系下电网 电压的d、q分量ed、eq和网侧电流的d、q分量i d、iq;
[0009] 步骤三、采样直流侧电容电压ud。，通过定直流电压外环控制单元（8)得到网侧电 流d轴分量的给定值^ ,并且把网侧电流q轴分量的给定值<设为0 ;
[0010] 步骤四、由电流内环控制单元（10)得到PI调节器输出参考电压的d、q分量和 "Oij ;
[0011] 步骤五、将由步骤2得到的网侧电流的d、q分量id、iq，送给输出反馈解耦单元 (9)，从而得到解耦补偿电压d、q分量Uc]fd、Uc]fq;
[0012] 步骤六、电网电压ed、eq减去由步骤5得到解耦补偿电压u咖、、，再减去步骤4得 至_'和<得到调制电压的d、q分量g和心调制电压乂和<经过Park反变换和Clark反 变换得到最终的调制电压《_】、_Μ:Γ;
[0013] 步骤七、采用空间矢量脉宽调制（11)得到驱动PWM变流器桥臂的功率器件控制信 ^ ^abc °
[0014] 所述电网电压、网侧电流采样及Clark变换的过程：
[0015] 步骤1. 1利用交流网侧的电压传感器通过A/D转换采样三相电网电压ea、eb、ec， 并通过Clark变换得到两相静止坐标系下电网电压ea、e{!;
[0016] 步骤1.2利用交流网侧的电流传感器通过A/D转换采样电网侧电流ia、i b、i。，并 通过Clark变换得到两相静止坐标系下网侧电流i α、i e。
[0017] 所述电网电压矢量角的获取并对电网电压、网侧电流进行Park变换过程：
[0018] 步骤2. 1利用锁相环（7)反馈得到的电网电压矢量角Θ，对两相静止坐标系下电 网电压ea、ep进行Park变换，得到同步旋转坐标系下电网电压的d、q分量e d、eq;
[0019] 步骤2. 2将给定量4(0￥)与检测得到的电网电压q轴分量eq相减，通过PI调节 器，再加上角速度314rad/s，通过一个积分器后以2 π取模，得到电网电压矢量角Θ ;
[0020] 步骤2. 3利用步骤2. 2得到的电压矢量角Θ对两相静止坐标系下网侧电流i α、 ip进行Park变换，得到同步旋转坐标系下网侧电流的d、q分量i d、iq。
[0021] 所述直流侧电容电压采样及定直流电压外环控制过程：
[0022] 步骤3. 1利用直流侧电压传感器通过A/D转换采样得到直流侧电容电压ud。；
[0023] 步骤3. 2用直流电压的给定值'减去步骤3. 1得到的直流侧电容电压叫。，经过PI 调节器得到同步旋转坐标系下网侧电流d轴分量的给定值
[0024] 步骤3. 3网侧电流q轴分量的给定值?〖设为0。
[0025] 所述电流内环控制过程：
[0026] 步骤4. 1将由步骤3. 2得到网侧电流的d轴分量的给定值减去由步骤2. 2得到 网侧电流的d轴分量id，经过PI调节器得到PI调节器输出参考电压的d轴分量Η:
[0027] 步骤4. 2将由步骤3. 3得到网侧电流的q轴分量的给定值《减去由步骤2. 2得到 网侧电流的q轴分量iq，经过PI调节器得到PI调节器输出参考电压的q轴分量乂<!。
[0028] 所述输出反馈解耦及解耦补偿电压的获取的过程：
[0029] 步骤5. 1将由步骤2. 2得到的同步旋转坐标系下网侧电流的d、q分量id、iq送给 输出反馈解親单元（9)，从而得到解親补偿电压d、q分量ιι^、ιι_。
[0030] 所述调制电压的获取过程：
[0031] 步骤6. 1将由步骤2. 1得到的电网电压ed、eq先减去由步骤5. 2得到的解耦补偿 电压u# 11_，再减去由步骤4获得的心_、<，得到调制电压的d、q分量《〗和< ;
[0032] 步骤6. 2将由步骤6. 1得到的以和4经过Park反变换得到两相静止坐标系下的控 制电压和》^
[0033] 步骤6. 3将由步骤6. 2得到的控制电压'和<，经过Clark反变换得到终的调制电 ΠΤ * 米 . \U'% > Uc :q
[0034] 所述PWM信号的产生过程：
[0035] 步骤7. 1采用空间矢量脉宽调制（SVPWM)得到驱动PWM变流器桥臂的功率器件控 制信号sab。。
[0036] 有益效果，由于采用了上述方案，该方法采用双闭环控制，锁相环单元获得电网电 压矢量角Θ以实现坐标变换；电压外环控制PWM变流器直流侧电容电压，其输出得到的网 侦_流d轴的给定值'与网侧电流q轴给定值<共同作为电流内环的输入；电网电压ed、eq先减去电流内环得到的参考电压和w；；，再减去输出反馈解耦单元得到的解耦补偿电压 u^、urfq，其结果作为调制电压&和 最后由空间矢量脉宽调制得到驱动变流器的功率器 件控制信号sab。。
[0037] 优点：本发明的输出反馈解耦单元，能在低开关频率时消除由于延时引起的系统 耦合，在系统稳态、负载突变以及电压突变情况下都能取得较好的解耦控制，提高了系统的 控制性能。
【附图说明】
[0038] 图1为本发明的基于输出反馈解耦的PWM变流器控制结构。
[0039] 图2为本发明的输出反馈解耦结构图。
[0040] 图3为本发明的电流控制系统的结构图。
[0041] 图4为本发明的两电平PWM变流器的拓扑结构图。
[0042] 图5为本发明的开关频率fsw= 1kHz时，G。(s)和G'。(s)的主通道和耦合通道的 频率特性。
[0043] 图6为本发明的输出反馈控制策略下的稳态波形图。
[0044] 图7(al)为本发明当负载从35Ω突变到25Ω时直流侧电容电压ud。和电流i d、iq波形图。
[0045] 图7(bl)为本发明当直流侧电压从97V突变到117V时直流侧电容电压ud。和电流 id、iq波形图。
[0046] 图8 (al)为本发明在开关频率为800Hz时，直流侧电容电压ud。、电流id、iq波形图。
[0047] 图8 (a2)为本发明在开关频率为500Hz时，直流侧电容电压udc、电流id、iq波形图。
[0048] 图8 (bl)为本发明在开关