无平衡电抗器不对称24脉自耦变压整流器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于电能变换技术领域，特别设及了一种无平衡电抗器不对称24脉自禪 变压整流器。
【背景技术】
[0002] 航空变压整流器目前应用较多的是隔离式12脉变压整流器，利用隔离变压器副 边连接形式的不同使两组=相电压产生30°相移，经不控整流后，并联输出含12个脉波的 直流电源，消除了输入电流中的5、7次谐波分量。运种方案结构简单，可靠性高，不过其变 压器等效容量较大，为输出功率的1.03倍。采用自禪变压器代替隔离变压器，其等效容量 仅为输出功率的18%左右，可有效减小变压整流系统的体积和重量，但无论是隔离式还是 自禪式12脉整流器，其输入电流总谐波含量灯皿）达15%，均大于国军标所规定的10%。 增加脉冲数可进一步降低输入谐波含量和输出脉动系数，18脉变压整流系统进一步优化了 谐波含量，然而其输入电流T皿理论值为10. 11 %，仍然超出谐波标准的要求。现有的24脉 冲自禪变压整流器的输入电流T皿理论值为7. 6%，符合国军标的要求，然而输出端需要接 大量平衡电抗器才能使整流桥独立的工作，系统较复杂。
【发明内容】
[0003] 为了解决上述【背景技术】提出的技术问题，本发明旨在提供一种无平衡电抗器不对 称24脉自禪变压整流器。
[0004] 为实现上述技术目的，本发明采用的方案为： 阳0化]一种无平衡电抗器不对称24脉自禪变压整流器，包括不对称24脉冲自禪变压器， 1个主整流桥和3个辅整流桥。不对称24脉冲自禪变压器有四组电压输出端（a、b、c，al、 bl、cl，a2、b2、c2，、a3、b3、c3):主S相电压输出端（a，b，c)和S组辅S相电压输出端（al、 bl、Cl, a2、b2、c2,、a3、b3、c3) 组辅整流桥中两组整流桥（辅整流桥1和辅整流桥扣 的输入辅=相电压幅值是主整流桥的输入主=相电压的0. 809倍，另一组整流桥（辅整流 桥2)的输入辅=相电压幅值是主整流桥的输入主=相电压的0.732倍。4个整流桥输出正 直接连接，作为正输出端，4个整流桥输出负直接连接，作为负输出端，不需要任何平衡电抗 器直接供给负载。
[0006] 进一步地，不对称24脉冲自禪变压器每相原边均包括两个绕组（A相：apaq，aman ; B相bpbq，bmbn ;C相：cpcq，cmcn)，每相副边均包括S个绕组（A相：bmb2，c2cq，cpbn巧相： cmc2, a2aq，apcn ;C相：ama2, b化q，bpan)。W A相为例，该自禪变压器的绕组结构及绕组 具体连接方式为：自禪变压器原边绕组（apaq)由中间抽头（al)分成两段（apal，alaq)，其 首端（ap)与B相副边长绕组（apcn)的首端（ap)相连接，中间抽头（al)做出输出电压引 出端（al)，末端（aq)与B相副边短绕组（a2aq)的末端（aq)相连接；原边绕组（aman)由中 间抽头（a3)分成两段（ama3，a3an)，其首端（am)与C相副边短绕组（ama2)的首端（am)相 连接，中间抽头（曰3)做出输出电压引出端（曰3)，末端（an)与C相副边长绕组（bpan)的末 端（an)相连接；畐[J边短绕组化mb2)的首端化m)与B相原边绕组化mbn)的首端化m)相连 接，其末端化2)与C相副边短绕组化化q)的首端相连接，且作为输出电压引出端化2);畐山 边短绕组（c2cq)的首端（c2)与B相副边短绕组（cmc2)的末端（c2)相连接，且作为输出 电压引出端（c2)，其末端（cq)与C相原边绕组（cpcq)的末端相连接；副边长绕组（cpbn) 由中间抽头（C)分成两段（cpc，cbn)，其首端（CP)与C相原边绕组（cpcq)的首端（CP)相 连接，中间抽头（C)连接输入C相交流电，且做为输出电压引出端（C)，其末端化n)与B相 原边绕组化mbn)的末端化n)相连接；B相和C相的连接方式与A相相似。
[0007] 进一步地，自禪变压器的每相原副边绕组之间满足一定的应比关系，W A相为例， 说明具体的应比关系：原边绕组（apaq)由中间抽头（al)分成两段（apal、alaq)，其应数 分别是化1、化2 ;原边绕组（aman)由中间抽头（曰3)分成两段（ama3、a3an)，其应数分别 是化3、化4 ;副边短绕组化mb2)的应数为化1 ;副边短绕组（c2cq)的应数为化2 ;副边长 绕组（cpbn)由中间抽头（C)分成两段（cpc、Cbn)，其应数分别是化3、化4 ;绕组之间的应 数满足的关系为：化1 :化2 = 1 : 1. 306 ;化1 :化3 = 1 : 1. 306 ;化1 :化4 = 1 : 1 ; 化1 : Nsl = I : 0. 215;化1 : Ns2=l : 0. 215;化1 : Ns3 = l : 0. 631;化1 : Ns4 = 1 : 0.631。B相和C相的绕组应数比与A相相似，其应比推导过程如下：
[0008] W说明书附图2的电压矢量图中滿对应的部分输出线电压矢量进行分析，其中N 是输入立相交流电压矢量的中点，?/V?、M?、jVc是输入相电压矢量，令矢量长度为1，则 输出线电压矢量（如0&、〇61、加2、a63)的长度为1.732,且相邻线电压矢量之间的夹角 为15° ;万巧、方房、六巧分别是输出辅相电压矢量。在S角形aNbl中根据余弦定理可求 出矢量M>1的长度为： 阳009] Nbi=Vl'+1.732' -2x1x1.732xcos(15°)= 0.809，故佩3 =NbI = 0. 809
[0010]且矢量万巧长度为：1. 732-1 = 0. 732,在S角形bl油中，用余弦定理可求出bbl的 长度为： 阳011] AM = ?^l.732; +1.7322 -2X1.732X1.732Xcos(l5。）= 0.452，所 W b化2 = 〇. 452,在S 角形bNbl中，已知S边的长度可求出S个角的角度，其中：
[0012] /WLLi /+0.452'-0.809\"〇 ZNbbl=arccos(-) = 52.52° 2>dx〇.452
[0013] 所WS角形化化P中角度可求出：
[0014]ZMbbp=90-52. 52=37. 48。，Z化化P=180-120-37. 48=22. 52。
[0015]在S角形化化P中用正弦定理可求出bbp和bpbl的长度为：
[0016] 6占l.sinZW如=0 2,咕的=bbl.sinZblbbp=Q加Sin120。 ^ sin120°
[0017] 进一步的，在S角形Mbqb2中可求出各个角的角度为： 阳 01 引 Z6g62M = ^^^^^-ZM26g = 52.5°，ZbqMb2 = 180-120-52.5 = 7.5。
[0019] 故在S角形Mbqb2中用正弦定理可求出Mbq和bqb2的长度为：
[0020]
[0021] 故绕组之间的应比为（化I =化4):
[00巧]进一步地，不对称24脉冲自禪变压整流器的主整流桥中每个二极管在一个交流 周期内导通75D，=个辅整流桥只有在线电压瞬时值达到最大时才工作，辅整流桥中的每 个二极管在一个周期中只导通15°。主、辅=相电压，在不同时区的矢量之和构成24相输 出电压，各输出矢量长度相等、间隔15°，整流后输出含24个脉动的直流电压。
[0026] 有益效果：与现有的24脉冲自禪变压整流器相比，本发明由于整流桥传输的功率 不相等，故不需要平衡电抗器，所有输出线电压矢量经整流桥直接并联输出，二极管依据电 压矢量的切换顺序依次选通，结构简单。输入电流仍为24阶梯波，谐波含量小。
【附图说明】：
[0027] 图1为本发明的结构示意图；
[0028] 图2为本发明变压器输出线电压矢量示意图；
[0029] 图3为本发明源侧A相电流波形理论合成图；
[0030] 图4为本发明源侧A相输入