电流仿真波形图；
[0031] 图5为本发明源侧A相输入电流仿真频谱分析图；
[0032] 标号说明：化1，化2,化3,化4--每相原边绕组的应数，Nsl,Ns2,Ns3,Ns4--每 相副边绕组的应数，a、b、C--主整流桥的电压输入端，曰1、131、(31、曰2、62、。2、曰3、63、。3-- =个辅整流桥的电压输入端。
【具体实施方式】
[0033] W下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细的说明。
[0034] 1、根据
【发明内容】
所描述的结构、连接方式和应数比设计24脉自禪变压器；为了获 取良好性能，通常选择娃钢片制作变压器铁忍。然后分析主、辅整流桥电压电流特性，并根 据容量设计元器件参数。
[0035] 2、根据如图2所示的变压器副边a相输出线电压矢量对其工作原理进行分析。四 组电压矢量长度不同，其中电网输出电压矢量最长（Mjf和)，为主矢量，两个主矢量可 W构成线电压矢量(品），每个主矢量与相位差较大的辅矢量（而对应的M^和万巧） 构成线电压（品1、品品^)整流后输出，主整流桥中每个二极管在一个交流周期内导通 75°，=个辅整流桥只有在线电压瞬时值达到最大时才工作，辅整流桥中的每个二极管在 一个周期中只导通15°。主、辅=相电压，在不同时区的矢量之和构成24相输出电压，各输 出线电压矢量长度相等、间隔15°，整流后输出在一个周期中含24个脉动的直流电压。
[0036] 3、主、辅整流桥电压电流特性分析。由于主桥和辅桥流过电流的有效值均不相同， 所W在实际应用中应分别考虑进行器件的选取。整流二极管两端承受的最大电压（VDUmJ 是输入线电压的峰值为：
[0038] 设负载功率为S，主整流桥二极管每个周期内导通75°，考虑1.5倍过载能力，其 电流有效值为：
[0040] 故主整流桥二极管的电流定额为：
[0042] 辅桥二极管每个周期导通15°，考虑1. 5倍过载能力，其电流有效值为：
[0044] 故辅整流桥二极管的电流定额为：
[0046] 4、每组整流桥二极管导通分析。图3给出了一个输入周期内，在输出24个脉波 区间，各组整流桥二极管的导通情况。设主桥的6个二极管分别为：D1、D2、D3、D4、D5、D6， 其中a相电压输入点对应Dl的阳极与D2的阴极，b相电压输入点对应D3的阳极与D4的 阴极，C相电压输入点对应D5的阳极与D6的阴极，同理，设辅整流桥1的6个二极管分别 为：D11、D12、D13、D14、D15、D16;设辅整流桥 2 的 6 个二极管分别为：D21、D22、D23、D24、 D25、D26;设辅整流桥3的6个二极管分别为：D31、D32、D33、D34、D35、D36;在附图3理论 合成的系统源侧电流波形图中，一个交流周期被均分为24份，每15° -个电平，且每个电 平内只有两个二极管导通，可W看出，主桥的每个二极管导通75°，辅桥的每个二极管只导 通15°，与分析电压矢量的结果一致。
[0047] 5、为验证本发明的有效性，W附图1的无平衡电抗器不对称24脉冲自禪变压整流 器为例用Simulink进行仿真实验。在S相115V/400化输入，输出端为1. 3 Q纯电阻负载 时，附图4 (横坐标为时间，纵坐标为电流）是系统的A相输入电流波形图，输入电流含24阶 梯波，与理论合成波形图一致，正弦性较好。附图5 (横坐标为频率，纵坐标为基波含量）是 系统A相输入电流的频谱分析，可见高次谐波的含量较小，测得主要谐波为23、25次谐波， 显不总谐波含量为5. 86 %，谐波含量低。
[0048] W上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能W此限定本发明的保护范围，凡是 按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围 之内。
【主权项】
1. 一种无平衡电抗器不对称24脉自耦变压整流器结构和绕组连接，其特征在于：包 括不对称24脉自耦变压器，1个主整流桥和3个辅整流桥，4个整流桥输出正直接连接，作 为正输出端，4个整流桥输出负直接连接，作为负输出端，不需要任何平衡电抗器直接供给 负载，连接形式如摘要附图，结构简单。自耦变压器每相原边均包括两个绕组（A相：apaq， aman;B相bpbq，bmbn;C相：cpcq，cmcn)，每相副边均包括三个绕组（A相：bmb2，c2cq，cpbn; B相：cmc2，a2aq，apcn;C相：ama2，b2bq，bpan)。以A相为例，该自親变压器的绕组结构及绕 组具体连接方式为：自耦变压器原边绕组（apaq)由中间抽头（al)分成两段（apal，alaq)， 其首端（ap)与B相副边长绕组（apcn)的首端（ap)相连接，中间抽头（al)做出输出电压 引出端（al)，末端（aq)与B相副边短绕组（a2aq)的末端（aq)相连接；原边绕组（aman)由 中间抽头（a3)分成两段（ama3，a3an)，其首端（am)与C相副边短绕组（ama2)的首端（am) 相连接，中间抽头（a3)做出输出电压引出端（a3)，末端（an)与C相副边长绕组（bpan)的 末端（an)相连接；g[J边短绕组（bmb2)的首端（bm)与B相原边绕组（bmbn)的首端（bm)相 连接，其末端（b2)与C相副边短绕组（b2bq)的首端（b2)相连接，且作为输出电压引出端 (b2);副边短绕组（c2cq)的首端（c2)与B相副边短绕组（cmc2)的末端（c2)相连接，且作 为输出电压引出端（c2)，其末端（cq)与C相原边绕组（cpcq)的末端相连接；副边长绕组 (cpbn)由中间抽头（c)分成两段（cpc，cbn)，其首端（cp)与C相原边绕组（cpcq)的首端 (cp)相连接，中间抽头（c)连接输入C相交流电，且做为输出电压引出端（c)，其末端（bn) 与B相原边绕组（bmbn)的末端（bn)相连接；B相和C相的连接方式与A相相似。2. 为使得权利要求1所述的不对称24脉冲自耦变压整流器达到低纹波24脉输出，其 变压器各绕组之间的匝数必须满足一定的关系，这是又一特征。以A相为例，说明具体的 匝比关系：原边绕组（apaq)由中间抽头（al)分成两段（apal、alaq)，其匝数分别是Npl、 Np2 ;原边绕组（aman)由中间抽头（a3)分成两段（ama3、a3an)，其阻数分别是Np3、Np4 ;副 边短绕组（bmb2)的匝数为Nsl;副边短绕组（c2cq)的匝数为Ns2 ;副边长绕组（cpbn)由 中间抽头（c)分成两段（cpc、cbn)，其匝数分别是Ns3、Ns4 ;绕组之间的匝比满足的关系 为：Npl:Np2 = 1 : 1. 306;Npl:Np3 = 1 : 1. 306;Npl:Np4 = 1 : 1;Npl:Nsl= 1 ： 0. 215；Npl：Ns2 = 1 ： 0. 215；Npl：Ns3 = 1 ： 0. 631；Npl：Ns4 = 1 ： 0. 631〇 B相和C相的绕组匝数比与A相相似。
【专利摘要】本发明公开了无平衡电抗器不对称24脉自耦变压整流器。包括不对称24脉自耦变压器，1主3辅4个整流桥，4个整流桥的输出正直接连接作为正输出端，4个整流桥的输出负直接连接作为负输出端，不需要任何平衡电抗器。24脉自耦变压器每相5个绕组，原边为2个具有中间抽头的绕组，副边为2个短绕组和1个具有中间抽头的长绕组；通过巧妙连接其原副边绕组，合理设计绕组变比，构成4组三相输出电压，送至4组整流桥。该变压整流器的输出电压共有24个脉波，对应24个时区，不同时区的输出电压分别为变压器不同绕组电压矢量之和；每个时区只有2个二极管导通，因此，省去了普通24脉自耦变压整流器的6个平衡电抗器，结构相当简单。
【IPC分类】H02M7/08
【公开号】CN105391317
【申请号】CN201510937552
【发明人】杨光, 葛红娟, 赵 权, 陈舒文, 刘琳, 牛兰
【申请人】南京航空航天大学
【公开日】2016年3月9日
【申请日】2015年12月15日