r = CAVc (11)
[0067] 其中Qrr是在工作条件下，结电容上存储的电荷量，可根据器件的技术手册确定。根 据公式：
(12)
[0069]其中A V。为电容在吸收过程中的电压变化量，Vep为电容峰值电压，V。为电容电压， V。为输出电压，T为逆变信号周期。结合公式11求得的电容量，可W确定R別寸间常数。此处设 电容量C为1 OnF，电荷量Qrr为1.7uC。通过计算，解得RC常数为223 X 1 〇-6，电阻值R为24化Q， 取250k Q。带入公式：
(13)
[0071] 验证电阻是否能完全吸收二极管反向冲击的能量，该能量根据选用器件的数据手 册查得，在此设为1.5mJ。验证得电阻可吸收1.55mJ，满足设计需求。因此，该设计的RCD吸收 电阻电阻选用50kQ，吸收电容选用6.6nF。
[0072] 在本发明的实施例中，输出反馈可W通过专用的移相全桥控制忍片和外部电路搭 建硬件控制，也可基于STM32、DSP等微控制器进行编程，再搭建外部驱动电路实现软件控 审IJ。采用硬件控制方案时，可利用Rii和Ri2将输出电流信号转换为电压信号，如图7,将该信 号输入到移相全桥控制忍片的电流控制端CS,叠加上CT端口由忍片产生的银齿波，送入 RAMP端完成斜坡补偿。同时，如图8,将采集到的负载电压信号，利用光禪和TL431搭建补偿 器，进行相位补偿与误差放大，与电流反馈信号送入同一比较器。通过运两者的电压差来调 节Pmi信号的延迟时间，产生移相信号，再通过驱动电路，将Pmi控制信号加在开关管的口 极，W此来调节输出值。使用微控制器的控制方案时，同样是利用Ril和Ri2采集的输出电流 信号，送入如图9的输出电流采样及调理电路。在采样端经滤波后的直流电压信号，经负载 电压采样电阻R34~R43,在R43上采集得到输出电压信号，送入如图10的输出电压采样及调 理电路。运两个采样信号经过模数转换送入微控制器后，经过了如图11的PI计算。由于全量 型算法容易累积误差，导致调节效果不佳，所W在此算法选取的是增量型算法，即利用两次 误差的采样值进行PI计算后求差来作为修正量。算法表达式为：
[0073] Au 化）=化 p+kiTs)e 化)-kpe 化-1) (14)
[0074] 其中，A U化)为误差修正量，kp为比例系数，k功积分系数，Ts为时间常数，e化)为 本次误差，e化-1)为上一次误差。将修正量转换得出超前臂与滞后臂之间的移相角，并进行 四路PWM分配。其中P巧区动电路将PWM信号施加在开关管的口极来控制输出量。同时，输出信 号经过电压采样电阻R44~R54,在R54上采集得到过电压采样信号，送入如图12的过电压采 样及调理电路。当输出电压值超过标准输出的20%时，产生过电压保护信号，微控制器会发 出紧急关断信号，关闭PWM信号输出。共模电感LX2隔离了采样端和负载端，滤除了共模信号 的干扰。最终经负载端滤波电容巧7~C64后，负载端输出直流电压给负载。
[00巧]在本发明的实施例中，如图13所示，U2B、R77~R79X78~C81和RTl组成了一个热 敏电阻采样及调理电路，使用散热娃脂将NTC电阻分别紧密黏贴在开关管散热基座、变压器 磁忍、输出滤波电感和副边整流桥快恢复二极管的散热片上。该电阻阻值与被测量对象的 溫度负相关，即溫度越高电阻值越小，通过电阻的电流就越大。本发明所述溫控保护系统的 结构示意如图14所示。NTC电阻从各个溫度探测点获取的溫度变化信号经采样及调理之后， 一边输入至比较器，与微处理器输出的银齿波进行比较，当由溫度信息转换而成的电压值 大于银齿波的电压值时，将产生驱动风机转动的高电平，否则将不对风机进行驱动;运将原 本恒定的直流驱动信号转换成了 HVM信号，高电平持续时间直接决定了 HVM信号的占空比， 从而通过逐周期调节占空比的方式实现了局部的风冷量自动调节。同时，调理后的溫度信 号另一边输入至微控制器并经模数转换后，编程将该溫度值与其设定的对应阔值进行比 较，若小于设定阔值则结果为"r，大于设定阔值则结果为"0";再将所有各测溫点的比较值 进行逻辑"与"操作，结果反相后输出驱动过溫度保护信号，并自动断开所述直流电源的供 电开关、关闭Pmi输出控制信号，从而实现了 W"线与"方式产生电源的整体溫控断电保护。 所述整体"线与"结构的保护功能也可W通过由模拟运放构成的比较器输出端W硬件"线 与"连接方式实现;采样及调理后的溫度信号一边通过比较器与银齿波发生电路生成的参 考信号进行比较，生成驱动风机的PWM信号；另一边则通过比较器与设定阔值电压进行比 较，溫度采样值大于阔值电压时比较器输出低电平，否则输出高电平，再将多个比较器输出 端接在一起后反相作为总输出；因此任意一个比较器输出低电平时，总输出则为高电平，运 将触发断路保护继电器。依照上述的溫控结构和方法，从而能够实现分布式的局部散热调 节及整体的限溫保护功能。
[0076]在本发明的实施例中，所设计的大功率高压开关直流电源为12.5kV/3A输出，它需 要5个标准化的2500V/3A输出模块W串联连接。由于对每个输出模块的电压和电流耐受能 力需求相同，因此不需要单独做出器件参数调整，直接利用W上的选型计算结果即可。对于 更复杂的应用，如图1所示，还可利用更多的输出模块W矩阵结构来实现。将m个输出模块串 联组成一列高压输出组，再将n列该输出组进行并联，组成形如mXn的矩阵结构阵列。由于 输出模块的能量完全来源于上一级模块对高频变压器注入，运种n列输出组并联的结构需 要重新考虑移相全桥调控模块的电压和电流耐受能力，根据移相全桥工作原理，输出电压 几乎完全加载于高频变压器原边，所W耐压等级维持不变。而流经IGBT的电流将为单列输 出组的n倍。如果运个电流值大于IGBT的耐受能力，则需要重新选择开关器件。由于仅对一 个输出模块进行了输出信息采集，所有模块的输出量必须高度一致，才能保证针对单个模 块采样的控制方式能够稳定工作。否则单个移相全桥调控模块的控制信号统一输出至所有 的输出模块，将产生不一致的控制效果，带来的后果也是无法预料的，运将给实际工程应用 带来极大的困扰。为了保证一致性，首先应该确保元器件参数的精度。在该实例中，所使用 的整流二极管，前向压降精度为0.1 V，统一装配了散热片并尽可能均一地涂抹了散热娃脂， 单独为整流桥配置了散热风道，W确保二极管压降的稳定性。RCD电路中电阻元件在电容充 放电过程中会产生功耗，其发热量也会对自身及周边器件产生影响，所W同样应涂抹散热 娃脂并附加散热片。滤波电感采用与变压器相同的非晶材料，W应对高压和高热需求。除此 之外，变压器和滤波电感也单独配备了散热风扇，并且设计了风冷量自动调节系统，风扇转 速可根据NTC电阻的采样值进行自适应调节。运种风冷方式除了保证器件不被高热烧毁之 夕h还能确保其工作溫度处于正常范围，器件特性不会出现太大变化。比如滤波电感溫升过 大，由于其内阻为正溫度系数，电感两端的压降将产生不可忽视的上升。根据实际观察结 果，由于输出量受电容误差影响有限，所W滤波电容采用的精度为5%的电解电容即可。将 各输出模块整合连接时，应注意要给每个输出模块都安排单独的风道，W分散热福射从而 避免各输出模块在机柜内受热不均，影响输出精度和稳定性。
[0077]尽管通过W上实施例对本发明进行了掲示，但是本发明的范围并不局限于此，在 不偏离本发明构思的条件下，W上电路结构可由所属技术领域人员了解的等同或相似的结 构来替代。
【主权项】
1. 一种模块化结构的大功率高压开关直流电源的实现方法，其特征在于，包括： 所述模块化结构的大功率高压开关直流电源是由输入整流滤波模块、移相全桥调控模 块、信号采样及调理模块、输出模块阵列以及反馈控制模块组成； 所述输入整流滤波模块由一个三相或单相整流电路、一个滤波网络和一个功率因数校 正电路组成； 所述移相全桥调