开关电源装置的制造方法
【专利摘要】本发明提供开关电源装置，能够实现变压器的小型化和重负载时的高效化。开关电源装置对变压器(T)的一次绕组(P)施加直流电压，使连接于一次绕组的开关元件(Q1)进行开关，由此在变压器的二次绕组(S)上产生脉冲电压，利用整流平滑电路(D1、C1)对该脉冲电压进行整流平滑得到输出电压，将得到的输出电压输出到负载，该开关电源装置具有：误差放大器(8)，其将输出电压和基准电压之间的误差电压作为反馈信号输出到一次侧；振荡器(11)，其在轻负载时根据来自误差放大器的反馈信号降低开关元件的开关频率；频率校正电路(10)，其根据反馈信号的值，使频率校正率按照变压器不饱和的近似线而变化，对振荡器的开关频率进行校正。
【专利说明】
开关电源装置
技术领域
[0001 ]本发明涉及开关电源装置。
【背景技术】
[0002]作为现有的开关电源装置，例如已知有专利文献I所记载的装置。专利文献I所记载的开关电源装置具有第I?第3占空比控制模式，基于反馈信号的值ICl，进入第I占空比控制模式(重负载时模式)。在第I占空比控制模式下，开关频率被调整为平均100%值。基于反馈信号的值IC2(大于ICl)，控制电路从第I占空比控制模式转移到第2占空比控制模式(轻负载时模式)。
[0003]在第2占空比控制模式下，控制电路将峰值开关电流调整为固定值，当反馈信号增大时，将开关频率调整为小于100%。当达到反馈信号的值IC3(大于IC2)时，开关频率达到100 %值的20 %的阈值。基于反馈信号的值IC3 (大于IC2 )，控制电路从第2占空比控制模式转移到第3占空比控制模式。
[0004]通过第I和第2占空比控制模式，能够抑制开关元件的漏极电流。
[0005]【专利文献I】:日本特开2008-92794号公报
[0006]然而，在整个第I占空比控制模式和一部分第2占空比控制模式中，开关频率较高，因此开关元件的开关损耗较大，很难实现开关频率的进一步高频化。
[0007]另外，在现有的开关电源装置中，如图6(b)所示，反馈电压FB与负载功率PO(负载率)的减小联动而直线减小。因此，轻负载时的开关频率线也与负载功率PO(负载率)的减小联动而直线减小。在该直线状的开关频率线上，中间负载处的频率增高，因此，开关损耗增大，从而效率降低。
[0008]另外，要求开关频率进一步高频化从而实现变压器的小型化。但是，在使开关频率进一步高频化的情况下，从重负载时到中间负载，由于开关损耗而导致效率降低。
【发明内容】
[0009]本发明的课题在于提供能够实现变压器的小型化并且从重负载时到中间负载都能实现高效化的开关电源装置。
[0010]在本发明的开关电源装置中，对变压器的一次绕组施加直流电压，使连接于所述一次绕组的开关元件进行开关，由此在所述变压器的二次绕组上产生脉冲电压，利用整流平滑电路对所述脉冲电压进行整流平滑得到输出电压，将所述输出电压输出到负载，该开关电源装置的特征在于，具有:误差放大器，其将所述输出电压和基准电压之间的误差电压作为反馈信号输出到一次侧;振荡器，其在轻负载时，根据来自所述误差放大器的所述反馈信号，降低所述开关元件的开关频率；以及频率校正电路，其根据所述反馈信号的值，使频率校正率按照所述变压器不饱和的近似线而变化，由此对所述振荡器的开关频率进行校正。
[0011]根据本发明，频率校正电路根据反馈信号的值，使频率校正率按照变压器不饱和的近似线而变化，由此对振荡器的开关频率进行校正，因此，能够根据负载状态使开关频率高频化，从而能够提供一种可实现变压器的小型化并且从重负载时到中间负载都能够实现高效化的开关电源装置。
【附图说明】
[0012]图1是表示本发明的实施例1的开关电源装置的电路结构的图。
[0013]图2是表示本发明的实施例1的开关电源装置中设置的频率校正电路的详细的电路结构的图。
[0014]图3是用于说明本发明的实施例1的开关电源装置的轻负载模式时的高频化控制的图。
[0015]图4是表示本发明的实施例1的开关电源装置在通常控制下进行了高频控制时的输出功率和效率之间的关系的图。
[0016]图5是用于说明本发明的实施例1的开关电源装置的波形损失的图。
[0017]图6是用于说明现有的开关电源装置的轻负载模式时的控制的图。
[0018]图7是用于说明在绿色模式下，由实施例2的开关电源装置执行的更高频率控制的曲线图。
[0019]图8是用于说明在绿色模式下，由实施例2的开关电源装置执行的更高频率控制的曲线图。
[0020]图9是表示本发明的实施例2的开关电源装置中设置的频率校正电路的电路结构的图。
[0021]标号说明
[0022]E:直流电源;Ql:开关元件;Dl?D6: 二极管;Rl?R5、R10?R14:电阻；CO?C2:电容器;T:变压器;P:—次绕组；S: 二次绕组；PCl:光电耦合器;0R1: OR电路；CP1:0CP比较器；CP2:电流感应比较器;CP3?CP5:频率校正检测比较器;OPI:运算放大器;Trl?Tr3:晶体管；8:误差放大器；10:频率fe正电路；11:振汤器；12:触发器电路；13: NOR电路；14:驱动电路；15:迟滞比较器;16:调节器。
【具体实施方式】
[0023]以下，参照附图对本发明的实施方式详细进行说明。图1是表示本发明的实施例1的开关电源装置的电路结构的图。实施例1的开关电源装置对变压器T的一次绕组P施加平滑电容器CO的直流电压，使连接于一次绕组P的一端的开关元件Ql进行开关，由此在变压器T的二次绕组S上产生脉冲电压，利用由二极管Dl和输出电容器Cl构成的整流平滑电路对该脉冲电压进行整流平滑得到输出电压Vout，并将得到的输出电压Vout输出到未图示的负载。
[0024]另外，虽然未图示，但直流电源E的直流电压可以是利用二极管对交流电源的输入电压进行整流后的电压。
[0025]输出电容器Cl的两端连接有误差放大器(error amplifier)8。在输出电容器Cl的一端和误差放大器8之间连接有光电親合器PCl的光电二极管与电阻R2的串联电路，在光电二极管的两端连接有电阻Rl。
[0026]误差放大器8经由光电親合器PCl的光电二极管，将输出电容器Cl的输出电压和基准电压之间的误差电压作为反馈信号输出到一次侧的光电耦合器PCl的光电晶体管。在光电耦合器PCl的光电晶体管的集电极上设置有输出反馈电压FB的反馈端子FB。
[0027]开关元件Ql由MOSFET构成，其漏极连接于一次绕组P的一端，源极连接于电阻R3的一端，电阻R3的另一端接地。
[0028]电阻R3的一端设置有过电流保护端子0CP，当来自过电流保护端子OCP的电压为基准电压Vref以上的情况下，OCP比较器CPl将H电平(高电平)输出到OR电路ORl，当来自过电流保护端子OCP的电压小于基准电压Vref的情况下，OCP比较器CPl将L电平(低电平)输出到OR电路ORl。
[0029]OR电路ORl将来自OR电路ORl的输出(例如H电平)输出到触发器电路12的复位端子。触发器电路12根据来自OR电路ORl的输出(例如H电平)，将H电平从反转输出端子Qb输出到NOR电路13。
[0030]NOR电路13经由驱动电路14将L电平输出到开关元件Ql的栅极从而使开关元件Ql截止。即，在过电流流过开关元件Ql的情况下，通过使开关元件Ql截止来进行过电流保护。
[0031]当来自过电流保护端子OCP的电压为反馈电压FB以上的情况下，电流感应比较器CP2将H电平输出到OR电路ORI，当来自过电流保护端子OCP的电压小于反馈电压FB的情况下，电流感应比较器CP2将L电平输出到OR电路ORl。从OR电路ORl到触发器电路12、N0R电路13的处理与OCP比较器CPl的上述处理相同，因此这里省略其说明。
[0032]接着，对实施例1的开关电源装置的特征性结构进行说明。在反馈端子FB和地之间连接有电容器C2。电容器C2经由频率校正检测比较器CP3?CP5、频率校正电路10连接于振荡器11。
[0033]虽然未图示，但振荡器11在内部具有电容器和开关，振荡器11利用来自频率校正电路10的电流，对电容器进行充电，并且在电容器的充电电压达到规定的电压后，利用开关对电容器的电荷进行放电，通过这种充放电循环来设定开关频率。振荡器11在轻负载时，根据反馈电压FB(电容器C2的电压)使开关元件Ql的开关频率降低。
[0034]频率校正检测比较器CP3?CP5和频率校正电路10根据反馈电压FB(电容器C2的电压)的值，使频率校正率按照变压器不饱和的近似线而变化，由此对振荡器11的开关频率进行校正。
[0035]频率校正检测比较器CP3?CP5和频率校正电路10针对被振荡器11降低后的开关频率，改变频率校正率，从而进一步降低开关频率。
[0036]当电容器C2的反馈电压FB达到基准电压Vl(例如2V)以上时，频率校正检测比较器CP3的输出成为L电平，因此，经由二极管D2从频率校正电路10引入电流。
[0037]当电容器C2的反馈电压FB达到比基准电压Vl大的基准电压V2(例如3V)以上时，频率校正检测比较器CP4的输出成为L电平，因此，经由二极管D3从频率校正电路10引入电流。
[0038]当电容器C2的反馈电压FB达到比基准电压V2大的基准电压V3 (例如4V)以上时，频率校正检测比较器CP5的输出成为L电平，因此，经由二极管D4从频率校正电路10引入电流。
[0039]图2是表示本发明的实施例1的开关电源装置中设置的频率校正电路的详细的电路结构的图。频率校正电路是用于将电压转换为电流的电路，其具有晶体管Trl、Tr2、Tr3，电阻RlO?R13，以及运算放大器OPl。
[0040]电阻Rll的一端连接于二极管D2的正极，电阻R12的一端连接于二极管D3的正极，电阻Rl 3的一端连接于二极管D4的正极。
[0041]电阻Rll的另一端、电阻R12的另一端以及电阻R13的另一端连接于运算放大器OPl的反转端子、电阻RlO的一端以及晶体管Tr3的发射极，电阻RlO的另一端接地。
[0042]运算放大器OPl对反馈电压FB和电阻RlO的电压之间的差电压进行放大，并将差电压输出到晶体管Tr3的基极。晶体管Trl的发射极和晶体管Tr2的发射极连接于未图示的电源，晶体管Trl的基极和晶体管Tr2的基极连接于晶体管Tr3的集电极。晶体管Tr2的集电极连接于振荡器11，对未图示的振荡器11的电容器供给电流。
[0043]频率校正检测比较器CP3?CP5的基准电压Vl?V3、频率校正电路10的电阻Rll?R13使得被振荡器11降低后的开关频率的频率校正率变化。
[0044]另外，实施例1的开关电源装置通过进行峰值负载处的高频控制，能够改善重负载时的功率。这里，峰值负载是指比基础负载(连续且变动较小的负载)大，并且连续一定时间的负载。
[0045]接着，对这样构成的实施例1的开关电源装置的动作进行说明。
[0046]在实施例1的开关电源装置中，在轻负载模式时，频率校正检测比较器CP3?CP5以及频率校正电路10根据反馈电压FB(电容器C2的电压)的值，使频率校正率按照变压器T不饱和的近似线而变化，由此对振荡器11的开关频率进行校正。
[0047]以下，对频率校正检测比较器CP3?CP5以及频率校正电路10的动作进行说明。
[0048]首先，当图3示出的负载率处于小于负载率40%?50%的范围内时，反馈电压FB，即电容器C2的电压没有超过基准电压VI，因此，频率校正检测比较器CP3?CP5的输出为H电平，不对频率校正电路10产生任何作用。频率校正电路10的运算放大器OPl以反转端子产生与非反转端子的电压(电容器C2的电压)同等的电压的方式，向晶体管Tr 3流过极小的电流。因此，流过晶体管Tr3的极小的电流经由晶体管Trl流向晶体管Tr2，对振荡器11的电容器进行充电。这里，流过振荡器11的电容器的电流极小，因此，振荡频率低。
[0049 ] 接着，当图3示出的负载率处于负载率40%?50%的范围LI时，反馈电压FB，即电容器C2的电压超过基准电压VI (2 V )，因此，频率校正检测比较器CP3的输出为L电平，经由二极管D2从频率校正电路10引入电流。因此，频率校正检测比较器CP3的输出接地。这样，电阻Rll与电阻RlO并联连接。
[0050]这里，反馈电压FB被施加了比基准电压V1(2V)略高的电压，例如2.1V，在运算放大器OPl的反转端子上也必须施加同等的电压。因此，运算放大器OPl对反馈电压FB和例如
2.1V之间的误差电压进行放大后施加到晶体管Tr3的基极。因此，在晶体管Tr3中，除了流过电阻RlO的电流之外，还有流过电阻Rll的增加的电流流过，因此，经由晶体管Trl，在晶体管Tr2处，电阻RlO和电阻Rll的较小的电流流向振荡器11的电容器。因此，通过振荡器11的电容器的充电和放电，使得开关频率按照频率校正率FAl而变化。
[0051 ] 接着，当负载率处于负载率80 %?90 %的范围L2时，反馈电压FB，即电容器C2的电压超过基准电压V1、V2，因此，频率校正检测比较器CP3、CP4的输出为L电平，经由二极管D2、D3从频率校正电路10引入电流。因此，频率校正检测比较器CP3、CP4的输出接地。这样，形成电阻R10、电阻Rll以及电阻R12的合成电阻，与运算放大器OPl的反转端子相连接。因此，运算放大器OPl对反馈电压FB(例如3.1V)和运算放大器OPl的反转端子电压之间的误差电压进行放大后施加到晶体管Tr3的基极。因此，中等的电流流过晶体管Tr3，由此，经由晶体管Trl而流过晶体管Tr2的中等的电流流向振荡器11的电容器。因此，通过振荡器11的电容器的充电和放电，使得开关频率按照比频率校正率FAl的斜率大的频率校正率FA2而变化。
[0052]接着，当负载率处于负载率90%?100%的范围L3时，反馈电压FB，即电容器C2的电压超过基准电压￥1、￥2、￥3，因此，频率校正检测比较器0?3、0?4、0?5的输出为1^电平，经由二极管D2、D3、D4从频率校正电路10引入电流。因此，频率校正检测比较器CP3、CP4、CP5的输出接地。这样，形成电阻R10、电阻Rll、电阻R12以及电阻R13的合成电阻，与运算放大器OPl的反转端子相连接。因此，运算放大器OPl对反馈电压FB和例如4.1V之间的误差电压进行放大后施加到晶体管Tr3的基极。因此，在晶体管Tr3中流过比流过电阻RlO?R13的合成电阻的电流大的电流，由此，经由晶体管Tr I，在晶体管Tr2中流过的较大的电流流向振荡器11的电容器。因此，通过振荡器11的电容器的充电和放电，使得开关频率按照比频率校正率FA2的斜率大的频率校正率FA3而变化。
[0053]这样，根据实施例1的开关电源装置，频率校正电路10和频率校正检测比较器CP3?CP5根据反馈信号的值，使频率校正率按照变压器T不饱和的近似线而变化，由此对振荡器11的开关频率进行校正，因此，能够使得开关频率进一步高频化，从而，能够提供一种可实现变压器T的小型化和重负载时的高效化的开关电源装置。
[0054]另外，通过使用频率校正检测比较器CP3?CP5和频率校正电路10，与图6(a)示出的现有的轻负载模式的直线状的开关频率线相比，如图3(a)所示地使频率校正率变化，从而进一步降低了开关频率。即，由于降低了中间负载处的频率，因此能够降低开关损耗，能够实现高效化。
[0055]另外，实施例1的开关电源装置通过进行峰值负载处的高频控制，能够抑制开关电流的最大值而改善重负载时的功率。图4是表示本发明的实施例1的开关电源装置在通常控制下进彳丁了尚频控制时的输出功率和效率之间的关系的图。图4(a)表不在交流电压为100V且开关频率f为65kHz、160kHz、160kHz (对应峰值负载)时相对于输出功率的效率，图4 (b)表示在交流电压为230V且开关频率f为65kHz、160kHz、160kHz (对应峰值负载)时相对于输出功率的效率。
[0056]在图4(a)示出的交流电压10V的情况下，将开关频率f设为160kHz (高频化后的频率)时，导通电阻损耗减少，由此，效率提高。然而，在图4(b)示出的交流电压230V的情况下，将开关频率f设为160kHz时，开关损耗增加，由此，中间负载时的效率降低。
[0057]与之相对，通过将开关频率f例如设为160kHz并且进行峰值负载频率控制(图4(a)(b)的对应峰值负载)，能够改善重负载时和中间负载时的交流电压100V系、200V系的效率。
[0058]图5是用于说明本发明的实施例1的开关电源装置的波形损失的图。图5(a)表示交流电压(AC)为10V系的时候的波形，图5 (b)表示交流电压(AC)为230V系的时候的波形。其中，VDS表示开关元件Ql的漏极-源极间电压、ID表示在开关元件Ql中流过漏极-源极间的电流。
[0059]在图5(a)示出的交流电压为100V系的时候的波形中，开关元件Ql的导通期间的导通损失占主导。在图5(b)示出的交流电压为230V系的时候的波形中，开关元件Ql的开关损失占主导。
[0060]另外，实施例1的开关电源装置具有连接于振荡器11的频率限制调整端子P1。该频率限制调整端子Pl是用于调整振荡器11的上限频率和下限频率的端子。能够从设置于外部的频率限制调整端子PI，调整振荡器11的频率限制即上限频率和下限频率。
[0061]作为一例，图2表示用于设定上限频率的二极管D6和基准电压VMAX、用于设定下限频率的二极管D5和基准电压VMIN的连接图。例如，通过将基准电压VMIN设为IV，将基准电压VMAX设为5V，来限制运算放大器OPl的被输入反馈电压FB的非反转端子的电压的下限和上限的值，由此，能够对频率的限制进行调整。
[0062]图7和图8是用于说明在绿色模式下，由实施例2的开关电源装置执行的更高频率控制的曲线图。
[0063]作为马达等的峰值负载的应对措施，通过增加进一步的高频控制，能够在马达负载的短时间内响应于大电流的峰值负载。当能够短期间地提供峰值负载时，不需要变压器的大型化、以及输出电容器容量的提高等措施，能够实现电源整体的小型化。
[0064]作为绿色模式(GreenMode)特性(根据负载电流改变振荡频率的特性)的延伸，在根据负载使振荡频率线性上升的特性中，可以认为:在超过100%负载区域的过负载区域内，与马达等的峰值负载电流同步而成为被固定于高频的状态。
[0065]马达等的峰值负载的对应措施是通过以下方式实现的:在该峰值负载的负载区域内，设置事先确定的时间限制，使振荡频率阶段性地上升。即，当成为超过100%负载区域的过负载区域时，反馈电压FB超出可控电压的范围而上升至控制电路固有的电压Vmax(图7(b)的OCP控制以后的区域)。检测到反馈电压FB达到控制电路固有的电压Vmax而使振荡频率上升I级(例如1 % )。只要反馈电压FB不变动，就能够通过使振荡频率上升，来增加与频率上升相应的电力。即，通过使频率上升，开关周期变短，开关电流的直流叠加相应上升。由此，开关电流的有效电流值增加，蓄积于变压器T的一次绕组P的电力增加，因此对负载的供电增加。
[0066]在即使从成为该状态起经过了规定的时间，反馈电压FB也未从控制电路固有的电压Vmax下降到可控电压的范围内的情况下，使振荡频率从100 %负载区域的频率上升2级(例如2 O % )。由此，只要反馈电压F B不变动，就能够增加与频率上升相应的电力(例如20%)0
[0067]这里，在即使经过事先设定的时间，反馈电压FB也未从控制电路固有的电压Vmax下降到可控电压的范围内的情况下，通过使振荡频率恢复到100%负载区域的频率，能够将开关元件的温度上升限制为瞬态的温度上升。
[0068]另外，在电源启动时，由于输出电压还没有输出稳定电压，因此反馈电压处于不在可控电压区域内的状态。因此，在启动时，禁止上升至高于上限频率的振荡频率(上述的
10%,20%)o
[0069]另外，在连续多次产生峰值负载的情况下，可以对反馈电压FB从控制电路固有的电压Vmax到解除至可控电压的范围为止的时间进行计测，由此禁止使振荡频率从100%负载区域的频率上升I级或2级。
[0070]由上所述，根据设置状态下的马达负载(由小到大)以最佳频率进行控制，无需向2次侧过度地输送功率，而能进行与马达负载对应的最佳控制，因此，能够防止在正常动作区域和马达峰值负载之间的区域内发生不稳定动作。另外，通过在启动时的软启动期间内使上述功能无效，能够对启动时和马达峰值负载时进行区分而进行控制。
[0071]图9是表示本发明的实施例2的开关电源装置中设置的频率校正电路的电路结构的图。频率校正电路是用于将电压转换为电流的电路，在实施例1的频率校正电路的基础上，还具有开关SWl?SW3、电阻Rl 5?R16、比较器CP6、以及计时器Timer 1、Timer2。
[0072]电阻R15?R16的一端连接于晶体管Trl的基极/集电极端子，电阻R15?R16的另一端经由各个开关SW2、SW3连接于GND。通过开关SW2、SW3的导通，能够使实施例1的振荡器的上限振荡频率进一步上升10%?20 %。
[0073]这里，比较器CP6的非反转端子上经由电阻R14连接有反馈电压FB，反转端子上连接有基准电压V4(初始状态为6V，当比较器CP6的输出成为H电平时，变为5V)。比较器CP6的输出端子经由开关SWl连接于计时器Timerl的输入端子和开关SW2的导通/截止端子。当比较器CP6的输出为H电平时，开关SW2导通。计时器Timerl的输出端子连接于开关SW3的导通/截止端子和计时器T imer2的输入端子。当计时器T imer I的输出为H电平时，开关SW3导通。计时器Timer2的输出端子连接于开关SWl的导通/截止端子。
[0074]S卩，在计时器Timerl的第I规定时间中，使实施例1的振荡器的上限振荡频率进一步上升10%。之后，根据计时器Timerl的向上计时而输出H电平，在使实施例1的振荡器的上限振荡频率进一步上升20%的同时开始计时器Timer2的计时，开关SWl在第2规定时间后截止。由此，振荡器恢复到实施例1的上限振荡频率。
[0075]另外，虽然未图示，但频率校正电路还可以具有计时器Timer3，将计时器Timer2的输出连接到计时器Timer3的输入端子，利用计时器Timer3的输出使各计时器Timer I和计时器Timer2的计时复位。由此，能够利用计时器Timer3，在上述振荡器的上限振荡频率上升20%后，在一定期间内禁止再次启动。
【主权项】
1.一种开关电源装置，其对变压器的一次绕组施加直流电压，使连接于所述一次绕组的开关元件进行开关，由此在所述变压器的二次绕组上产生脉冲电压，利用整流平滑电路对所述脉冲电压进行整流平滑得到输出电压，将得到的所述输出电压输出到负载， 该开关电源装置的特征在于，具有: 误差放大器，其将所述输出电压和基准电压之间的误差电压作为反馈信号输出到一次侧； 振荡器，其在轻负载时，根据来自所述误差放大器的所述反馈信号，降低所述开关元件的开关频率;以及 频率校正电路，其根据所述反馈信号的值，使频率校正率按照所述变压器不饱和的近似线而变化，由此对所述振荡器的开关频率进行校正。2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于， 所述频率校正电路针对已经降低后的开关频率，改变所述频率校正率，由此进一步降低所述开关频率。3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于， 所述近似线由具有相互不同的斜率的多个线构成。4.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于， 所述开关频率具有上限频率和下限频率。5.根据权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于， 所述开关电源装置具有频率调整端子，该频率调整端子用于对所述振荡器的所述上限频率和所述下限频率进行调整。6.根据权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于， 当达到无法得到基于来自所述误差放大器的所述反馈信号的所述输出电压的过负载状态时，在经过规定时间后，阶段地变化为高于所述上限频率的振荡频率。7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于， 每经过所述规定时间，使振荡频率从所述上限频率进一步阶段性地变化，当达到最终的频率后，恢复到所述上限频率。8.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于， 在启动时，不变化为高于所述上限频率的振荡频率。9.根据权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于， 在启动时，不变化为高于所述上限频率的振荡频率。
【文档编号】H02M3/335GK105846681SQ201510939395
【公开日】2016年8月10日
【申请日】2015年12月16日
【发明人】早川章, 岛田雅章
【申请人】三垦电气株式会社