开关电压调节器输入电压和电流感测的制作方法
【专利摘要】本公开涉及开关电压调节器输入电压和电流感测。电压调节器包括被配置为从输入电压端子处的输入电压产生输出电压的功率级、串联连接在输入电压端子和功率级之间的分流电阻器、串联连接在分流电阻器的第一端子和控制器的第一感测引脚之间的第一电平移位电阻器、以及串联连接在分流电阻器的第二端子和控制器的第二感测引脚之间的第二电平移位电阻器。调节器的输入电流被感测为跨分流电阻器的电压的函数，该电压由电平移位电阻器下移并且跨感测引脚测量。调节器的输入电压被感测为流过电平移位电阻器中的任一个电平移位电阻器的电流的函数，该电流在感测引脚之一处测量。
【专利说明】
开关电压调节器输入电压和电流感测
技术领域
[0001] 本申请设及开关电压调节器，具体而言，设及感测开关电压调节器的输入电压和 电流。
【背景技术】
[0002] 开关电压调节器从输入电压生成输出电压，并且使用诸如脉冲宽度调制控制器 (PWM)、驱动器、功率M0SFET之类的有源部件和诸如电感器、变压器、或者禪合电感器、电容 器和电阻器之类的无源部件实施。控制器通常测量输出电流和输出电压，W便调节和监视 输出电压。测量输入电流和输入电压允许控制器改善调节和监视，W及针对电压、电流、W 及功率约束而监视输入功率。
[0003] 在一些控制器中，为了改善的调节算法并且针对电压、电流、W及功率约束而监视 输入功率，需要知道调节器输入电流和电压。测量输入电流和电压需要控制器中的外部和 内部电路。输入电压是针对很多常规电压调节器的现有测量。于是，仅必须知道输入电流W 获得功率转换器的输入功率。
[0004] 输入电流可W被感测或者被估算。在感测的情形下，输入电压可W通过经由分压 器将电压按比例缩减而直接感测。输入电流可W使用外部放大器感测。然而，运种方法需要 高侧分流电阻器和放大器两者。更低复杂度的输入电流和电压监视器因此是期望的，W将 调节器复杂度和成本最小化。
【发明内容】
[0005] 根据电压调节器的实施例，电压调节器包括输入电压端子、被配置为从输入电压 端子处的输入电压产生输出电压的功率级、被配置为控制功率级的开关的控制器、串联连 接在输入电压端子和功率级之间的分流电阻器、串联连接在分流电阻器的第一端子和控制 器的第一感测引脚之间的第一电平移位电阻器、W及串联连接在分流电阻器的第二端子和 控制器的第二感测引脚之间的第二电平移位电阻器。控制器被配置为感测作为跨分流电阻 器的电压的函数的调节器的输入电流，跨分流电阻器的电压由电平移位电阻器下移并且跨 感测引脚测量。控制器被配置为感测作为流过电平移位电阻器中的任一个电平移位电阻器 的电流的函数的调节器的输入电压，流过电平移位电阻器中的任一个电平移位电阻器的电 流在感测引脚之一处测量。
[0006] 根据感测电压调节器的输入电流和电压的方法的实施例，电压调节器包括输入电 压端子、被配置为从输入电压端子处的输入电压产生输出电压的功率级、串联连接在输入 电压端子和功率级之间的分流电阻器、串联连接在分流电阻器的第一端子和控制器的第一 感测引脚之间的第一电平移位电阻器、W及串联连接在分流电阻器的第二端子和控制器的 第二感测引脚之间的第二电平移位电阻器，方法包括:感测作为跨分流电阻器的电压的函 数的调节器的输入电流，跨分流电阻器的电压由电平移位电阻器下移并且跨感测引脚测 量；W及感测作为流过电平移位电阻器中的任一个电平移位电阻器的电流的函数的调节器 的输入电压，流过电平移位电阻器中的任一个电平移位电阻器的电流在感测引脚之一处测 量。
[0007] 本领域技术人员将在阅读W下【具体实施方式】和查看附图时意识到附加的特征和 优势。
【附图说明】
[0008] 附图中元件不必要相对于彼此成比例。相同的附图标记指定对应的相似部分。各 种图示的实施例的特征可W被组合，除非它们彼此排斥。实施例在附图中描绘并且在下面 的描述中详述。
[0009] 图1图示了具有被配置为感测调节器的输入电流和输入电压的控制器的电压调节 器的实施例的框图。
[0010] 图2图示了具有被配置为感测调节器的输入电流和输入电压的控制器的电压调节 器的另一实施例的框图。
[0011] 图3图示了在调节器控制器内部的输入电压和输入电流感测电路的实施例的框 图。
[0012] 图4图示了在调节器控制器内部的输入电压和输入电流感测电路的另一实施例的 框图。
[0013] 图5图示了在调节器控制器内部的输入电压和输入电流感测电路的又一实施例的 框图。
[0014] 图6图示了调节器控制器的电流镜斩波电路的实施例的框图。
[001引图7图示了调节器控制器的电流镜、放大器、W及ADC斩波电路的实施例的框图。
[0016] 图8图示了调节器控制器的校准电路的实施例的框图。
[0017] 图9图示了调节器控制器的电流镜的实施例的框图。
[0018] 图10图示了调节器控制器的具有有源共源共栅的电流镜的实施例的框图。
【具体实施方式】
[0019] 本文中描述的实施例通过将低欧姆高侧分流电阻器添加到调节器的输入功率轨 来感测电压调节器的输入电流，使得跨分流电阻器的电压与输入电流成比例。电平移位可 W通过如下方式实现:将两个高欧姆串联电阻器添加到分流电阻器的每个端子，并且将高 欧姆串联电阻器的其它端子连接到调节器控制器上的两个感测(输入）引脚。调节器控制器 迫使电流通过高欧姆串联电阻器，使得跨控制器感测(输入）引脚的电压依赖于跨分流电阻 器的电压，但是电平被移位到不超过感测引脚处允许的最大电压的较低电压。控制器包含 如下电路，该电路感测（1)作为通过两个感测(输入）引脚的电流的函数的输入电压和(2)作 为跨两个感测(输入）引脚的电压的函数的输入电流。
[0020] 图1图示了电压调节器的实施例。电压调节器包括输入电压端子100、被配置为从 输入电压端子100处的输入电压(Vin)产生输出电压(Vout)的功率级102、被配置为控制功 率级102的开关的诸如微控制器、微处理器、ASIC(专用集成电路)等之类的控制器104。在图 1中，功率级102通过电感器化)和电容器(C)连接到外部负载(未示出）。备选地，功率级102 可W通过变压器或者禪合电感器而禪合到负载。在每种情形下，功率级102具有禪合到负载 的一个或者多个相。在图1的实施例中，每个相包括用于将功率级102禪合到负载的高侧晶 体管(Q1)和低侧晶体管(Q2)。高侧晶体管Q1可开关地将负载连接到电压调节器的输入电压 轨(Vin)，并且对应的低侧晶体管Q2在不同时段可开关地将负载连接到地。为了方便说明， 功率级102用图1中的一个相示出。通常，功率级102可W包括任何期望数目的相，包括一个 相(单相实施方式)或者不止一个相(多相实施方式）。由电压调节器供电的负载可W是诸如 微处理器、图形处理器、网络处理器等之类的高性能集成电路，或者诸如POL(负载点）之类 的需要电压调节的其它类型的集成电路。
[0021] 调节器控制器104通过调整被递送到负载的电流来调节由功率级102递送到负载 的电压(Vout)。控制器104可W包括脉冲宽度调制器(PWM)单元106,其用于经由对应的PWM 控制信号(PWM)开关功率级102的晶体管Q1、Q2,使得功率级102将电流提供或者沉降（sink) 到负载。当PWM控制信号处于逻辑高电平时，高侧晶体管Q1被放置于导通状态，电感器电流 通过高侧晶体管Q1被提供或者沉降，并且通过电感器的电流在该持续时间内增加。运通常 被称为"开启时间"并且功率级102被认为是"开启的"。当PWM控制信号处于逻辑低电平时， 对应的低侧晶体管Q2被放置于导通状态，电流从低侧晶体管Q2被提供或者沉降，并且通过 电感器的电流在该持续时间内减少。运通常被称为"关闭时间"并且功率级102被认为是"关 闭的"。当PWM控制信号处于Ξ价或者高阻抗逻辑电平时(PWM控制信号既不是高的也不是低 的），高侧和低侧晶体管Q1、Q2两者都被放置于非导通状态时，电流通过低侧或者高侧晶体 管体二极管被提供或者沉降，并且通过电感器的电流的幅度朝向零减少。运通常被称为 巧iZ时间"或者"无源时间"并且功率级102被认为处于"高Z"或者是无源的。
[0022] 在DCM(非连续导通模式)下，当电感器电流达到零时，低侧晶体管Q2不允许是导通 的。周期于是由开启时间、之后的关闭时间、之后的化別寸间组成。在化別寸间期间，电感器电 流接近零，并且一旦其为零则在周期的持续时间内不改变。因此，在DCM下，电感器电流在开 关周期的一部分期间达到零。在CCM(连续导通模式)下，电感器电流在开关周期之间不停止 在零处。即在DCM下，电感器电流总是正的或者零，并且在CCM下，电感器电流可W是正的或 者负的，但是不停留在零处。电感器电流可W与零交叉并且例如在无负载时变为负的，并且 电压调节器可W在CCM下操作，其中Ξ角形电感器电流W零为中屯、。
[0023] 在CCM或者DCM下，驱动器电路10圳向应于由控制器104提供的P歷控制信号将相应 的栅极驱动信号G1、G2提供到功率级102的高侧和低侧晶体管Q1、Q2的栅极。每个功率级相 的激活状态和对应的高侧和低侧晶体管Q1、Q2的占空比至少部分地基于被应用到负载的输 出电压(Vout)确定，使得电压调节器可W尽可能迅速并且可靠地对改变的负载条件做出反 应。
[0024] 控制器104可W管理从一个参考电压到另一参考电压的改变。控制器104还可W确 定输出电压(Vout)和参考电压之间的误差，并且将误差电压转换为数字表示，该数字表示 被提供到控制器104的PWM单元106,用于修改功率级晶体管Q1、Q2的开关周期(例如，通过调 整占空比）。运种电压调节功能在典型的数字控制开关电压调节器中是标准的，并且因此在 运点上未给出进一步的解释。
[0025] 除了调节被递送到负载的电压之外，控制器104还在内部感测输入电压和输入电 流，而不使用外部放大器并且控制器104不是必须连接到超过其最大电压额定的电压，虽然 调节器输入电压轨Vin(例如12V)可W明显高于控制器104的内部供应轨(例如3.3V)。为此， 控制器104使用电阻网络110测量输入电压和输入电流两者。
[0026] 电阻网络110包括低欧姆分流电阻器(Rsh)和一对高欧姆电平移位串联电阻器 (尺义1、3义2)。跨分流电阻器1?3}1的电压(￥1^3〇是输入电流（1^)的函数或者表示。每个电平移 位电阻器Rxl、Rx2将分流电阻器Rsh的一个端子连接到控制器104的感测（输入）引脚 (IINSEN、VINSEN)，W允许控制器104测量输入电压和输入电流。在一个实施例中，控制器 104通过向感测引脚IINSEN、VINSEN提供偏置电流而测量输入电压和输入电流。电平移位电 阻器Rxl、Rx2允许高电压输入电流被电平移位到去往控制器104的适当输入电压。W此方 式，感测引脚IINSEN、VINSEN处允许的最大电压未被超过，虽然调节器输入电压轨高于感测 引脚的最大电压。例如，输入电压可W是12V并且感测引脚IINSEN、VINSEN处允许的最大电 压可W是1.5V至2V。电平移位电阻器Rxl、Rx2吸引电流W将输入电压Vin降低到不大于1.5V 至2V的电压电平，但是仍然在控制器104的感测引脚IINSEN、VINSEN处提供跨分流电阻器 Rsh的电压VRsh，因为电平移位电阻器Rxl、Rx2匹配。
[0027] 被包括在电阻网络110中的分流电阻器Rsh优选地具有在毫欧姆到微欧姆范围内 的电阻。分流电阻器Rsh是有损耗的，因为其通过略微减少用于功率级102的输入电压轨降 低了系统效率，如由化weri〇ss = lin2*Rsh所给出的。然而，通过使用具有在毫欧姆到微欧姆 范围内的电阻的分流电阻器Rsh,跨调节器的输入电压轨Vin的电压降（VRsh)被最小化并且 因此功率损失(Powerioss)也被最小化。例如，对于在微欧姆范围内的分流电阻而言，跨分流 电阻器Rsh的电压降VRsh为大约5mV。
[0028] 相比于分流电阻器Rsh,电平移位电阻器Rxl、Rx2应该是高欧姆的，W便将如由 化we;ri〇ss=(Vin-Vinsense)^Rx所给出那样的来自输入电压轨Vin的功率损失最小化，其中 Vinsense是在控制器感测引脚IINSEN、VINSEN之一处测量的电压并且Rx是将该感测引脚连 接到分流电阻器Rsh的端子的电平移位电阻器。Vinsense可W经由电平移位电阻器Rxl、Rx2 二者之一测量。电平移位电阻器Rxl、Rx2被良好地匹配到彼此（即高度精确的）并且具有比 分流电阻器Rsh的电阻高的数量级的电阻(例如优选地在百万欧姆范围内）。被包括在电阻 网络110中的电阻器Rsh、Rxl、Rx2中的每一个都可W包括一个或者多个单独的电阻器。
[0029] 图2图示了电压调节器的实施例，其中被包括在电阻网络110中的电阻器Rsh、Rxl、 Rx2均包括不止一个物理电阻器。更特别地，分流电阻器Rsh被物理实施为并联连接的多个 低欧姆分立电阻器Rshl、Rsh2、. . .、Rshx。运种设置对于处理大的输入电流lin是有益的。第 一电平移位电阻器Rxl被物理实施为串联连接在连接到调节器的输入电压端子100的分流 电阻器端子和控制器104的IINSEN感测引脚之间的多个高欧姆分立电阻器RxlA、RxlB..... RxIxdW相似方式，第二电平移位电阻器Rx2被物理实施为串联连接在连接到功率级102的 分流电阻器端子和控制器104的VINSEN感测引脚之间的多个高欧姆分立电阻器Rx2A、 Rx2B、...、Rx2xd
[0030] 通过提供上面描述的和在图1和图2中图示的电阻网络11 ο，控制器104可w感测作 为跨分流电阻器的电压VRsh的函数的调节器的输入电流(lin)，如由lin = f (VRsh)所给出的， 电压VRsh由电平移位电阻器Rxl、Rx2下移并且跨感测引脚IIN沈N、VINSE的则量为Vinsense = Vx 1 -Vx2的函数。控制器104还可W感测作为流过电平移位电阻器Rx 1、Rx2中的任一个的电 流（Irx1、Irx2)的函数的调节器的输入电压Vin，如由Vin = f (Irxn)所给出的，电流（Irx1、Irx2) 在对应的感测引脚IINSEN、VINSEN处测量。
[0031] 图3图示了调节器控制器104内部的输入电压和输入电流感测电路200的实施例。 根据运一实施例，控制器包括匹配的电流镜202、204,匹配的电流镜202、204中的每个沉降 通过对应的电平移位电阻器Rx 1、Rx2的电流（IX1、Ix2)，使得跨电平移位电阻器Rx 1、Rx2的 电压降(Vxl、Vx2)基本上相同，并且跨感测引脚的电压(￥;[]136]136 = ￥別-￥义2)基本上匹配跨 分流电阻器Rsh的电压(VRsh)。控制器104可W通过使用输入引脚IINSEN、VINSEN两者处的匹 配电流源202、204(使得1別=^2)而感测输入电流。跨外部电平移位电阻器把1、把2两者的 电压降相同，使得跨控制器感测引脚IINSENSE、VINSEN沈的电压等于跨分流电阻器的电压 降，如由VRsh = Vd-Vx2所给出的。
[0032] 输入电压可W被感测为控制器感测引脚IINSENSE、VINSENSE之一处的输入电流 Ixl、Ix2的函数。根据一个实施例，控制器104包括诸如反馈放大器之类的电路206,其用于 调节感测引脚IINSENSE、VINSEN沈之一处的电压(Vx 1、Vx2)，使得运一感测引脚处的电压在 输入电压端子100处的电压电平的范围内保持恒定，并且通过运一感测引脚的电流（1x1、 1x2)是输入电压Vin的函数。更详细地，跨电平移位电阻器Rxl、Rx2的电压(Vxl、Vx2)应该匹 配，并且因此在运一实施例中使用了良好匹配的电流镜202、204。同样地，输入电压Vin应该 被电平移位正确的量，使得控制器感测引脚IINSEN、VINSEN的最大电压未被超过。正因如 此，反馈放大器206迫使电流(Ixl、Ix2)通过电平移位电阻器Rxl、Rx2之一，使得对应的感测 引脚处的电压（Vxl、Vx2)等于反馈放大器206的参考Vr。反馈放大器206可W包括电流镜 208,并且通过控制器感测引脚IINSEN、VINSEN之一处的电流至电压转换而提供感测输入电 压（pi_vinsen_out)。
[0033] 反馈放大器206可W感测IINS肥引脚、VINSEN引脚两者之一处的电压、或者运两个 电压的组合，使得电流202和204被调整为使得IINSENS和VINSENS处的电压实际上虚拟接地 并且匹配参考（目标）电压Vr。例如，根据图3所图示的第一反馈连接配置，反馈放大器206将 感测引脚VINSEN处的电压(Vx2)调节到参考电压Vr，如由Αν( Vr-Vx2 )所给出的。备选地，放大 器212的共模回路可W被用于设置IINSEN和VINSEN的共模，使得该共模等于目标Vr。例如， 根据图3所图示的第二反馈连接配置，反馈放大器206将放大器212的一个输出处的电压 (pi_iinsen_outn)调节到参考电压Vr，如由Av(VR-pi_iinsen_outn)所给出的。图3至图6 W 及图8中在放大器212的输入和输出与反馈放大器206之间的虚线图示了用于上面描述的备 选电压感测选项的反馈连接。正因如此，感测放大器212可W被放置在反馈放大器206的反 馈节点之前或者之后，使得反馈节点可W如图图3至图6W及图8所示那样连接到Vxl或者 Vx2、或者 pi_i insen_outp 或者 pi_i insen_outn。
[0034] 根据图3所示的实施例，分流电阻器Rsh的第一端子连接到调节器的输入电压端子 100,分流电阻器Rsh的第二端子连接到功率级102,并且调节器感测电路200调节感测引脚 VINSENSE处的电压，使得运一感测引脚处的电压Vx2在输入电压端子100处的电压电平的范 围内保持恒定，并且通过感测引脚VINSEN的电流1x2是输入电压Vin的函数。即，反馈放大器 206迫使电流1x2通过第二电平移位电阻器Rx2,使得控制器感测引脚VINSEN处的电压Vx2等 于反馈放大器206的参考Vr。在感测引脚VINSEN处被吸引W迫使Vx2 = Vr的电流1x2表示调节 器的输入电压，并且反馈放大器206通过控制器感测引脚VINSEN处的电流至电压转换而提 供感测输入电压(pi_vinsen_out)。
[0035] 图4图示了调节器控制器104内部的输入电压和输入电流感测电路200的另一实施 例。图4所示的实施例相似于图3所示的实施例。然而不同的是，调节器感测电路200调节感 测引脚IINSEN而非感测引脚VINSEN处的电压，使得运一感测引脚处的电压Vxl在输入电压 端子100处的电压电平的范围内保持恒定并且通过感测引脚IINSEN的电流1x1是输入电压 Vin的函数。相似于上面描述的并且在图3中示出的实施例，反馈放大器206迫使电流1x1通 过第一电平移位电阻器Rxl，使得控制器感测引脚IINSEN处的电压Vxl等于反馈放大器206 的参考Vr。在感测引脚IINSEN处被吸引W迫使Vx1=Vr的电流1x1在运一情形下表示调节器 的输入电压(pi_vinsen_out)。图3所示的实施例提供对由功率级102所见的实际输入电压 的更准确测量，因为在分流电阻器Rsh和功率级102之间而非在分流电阻器Rsh和输入电压 端子100之间感测输入电压，并且因此导致跨分流电阻器Rsh的小的电压VRsh降。
[0036] 根据图3和图4所示的两个实施例，调节器控制器104内部的输入电压和输入电流 感测电路200还可W包括模数转换器(ADC)210,用于将通过感测引脚VINSEN、IINSEN的电流 的表示数字化，感测引脚VINSEN、IINSEN的电压(Vx2、Vxl)如上面描述的由反馈放大器206 调节在恒定的电平(Vr)处。运一相同或者不同的ADC 210可W被用于将控制器104的感测引 脚IINSEN、VINSEN两者处的电压的表示数字化。如在本文中之前所描述那样，感测引脚电压 之差(Vxl-Vx2)表示输入电流。控制器104可W进一步包括被配置为放大感测引脚IINSEN、 VINSEN处的电压之差的放大器212。根据运一实施例，ADC 210将放大器212的差分输出（pi_ iinsen_outp、pi_iinsen_outn)数字化，W产生测量的输入电流的数字表示。
[0037] 图5图示了调节器控制器104内部的输入电压和输入电流感测电路200的又一实施 例。根据运一实施例，ADC 210将感测引脚IINSEN、VINSEN处的电压的函数的表示数字化，感 测引脚IINSEN、VINSEN的电压(Vx2、Vxl)由反馈放大器206调节。该函数可W是平均、总和、 或者加权总和。在图5中，该函数是电压的总和214,如由Av(f(Vxl+Vx2)-VR)所给出的。作为 备选方案，放大器212的输出电压的函数可W由反馈放大器208调节，使得放大器212的输出 电压的共模由反馈放大器208调节，如由Av(f (pi_iinsen_ou1:p+pi_iinsen_outn)-VR)所给 出的。根据运一备选实施例，反馈放大器206调节放大器212的输出电压pi_iinsen_outp、 pi_iinsen_outn的某个函数(例如平均、总和、或者加权总和）。图5中在放大器212的输入和 输出与求和逻辑214之间的虚线图示了用于上面描述的备选电压感测选项的连接。
[0038] 在运之前描述的输入电压和输入电流测量技术的准确度受到例如电平移位电阻 器Rxl、Rx2之间、电流镜202、204之间、放大器212处、ADC 210处等的失配的存在的影响。如 果不缓和，由运种失配引起的偏移降低了输入电流和输入电压测量的准确度，并且运些偏 移可W随时间变得更加明显。调节器控制器104可W被配置为减少失配。例如，对于电流镜 202、204而言，即使非常精确的电流镜也可W具有一些偏移，但是仍然被认为是匹配的。控 制器104可W被配置为将由电流镜202、204沉降的电流之间产生的偏移平均掉。在运一点 上，控制器104可W包括校准电路，该校准电路迫使电流镜202、204匹配，如之后在本发明中 更详细描述的。
[0039] 图6图示了另一实施例，其中调节器控制器104包括用于将由电流镜202、204沉降 的电流IX1、I x2之间的偏移平均掉的斩波电路300。输入电流I in = (Vx 1 -Vx2) /Rsh。电流镜 失配引入了与通过失配镜202、204的电流成比例的误差δ?χ。误差δ?χ导致测量误差，如由 Ierr = Slx*Rx/Rsh所给出的。由于输入电压范围是小的（由于使用了小欧姆分流电阻器 Rsh),小的失配可W导致大的误差。为了减少运一误差，斩波电路300包括时钟开关，用于交 替地将电流镜202、204禪合到电平移位电阻器Rxl、Rx2中的每个，使得针对电平移位电阻器 Rxl、Rx2的有效电流测量将由电流镜202、204沉降的电流Ixl、Ix2之间的偏移平均掉。附加 的斩波电路可W被提供W将调节器控制器104内部的输入电压和输入电流感测电路200的 其它部分中的失配偏移平均掉。
[0040] 图7图示了调节器控制器104的实施例，其中附加的斩波电路400、402被提供用于 将控制器104内部的输入电压和输入电流感测电路200的其它部分中的失配偏移平均掉。跨 分流电阻器Rsh的电压(VRsh)由放大器212放大并且由ADC 210数字化。放大器212和ADC 210 贡献偏移，该偏移可W通过分别将放大器212的输入和ADC 210的输入斩波而被移除。第一 附加斩波400包括时钟开关404，用于交替地将感测引脚VINSEN、IINSEN禪合到放大器212的 每个输入，W将由电平移位电阻器Rxl、Rx2引起的失配偏移平均掉。第二附加斩波电路402 包括时钟开关406，用于交替地将放大器212的差分输出（9；[_;[;[]136]1_〇1119、9；[_;[;[]136]1_ outn)禪合到ADC 210, W将由放大器212引起的失配偏移平均掉。第一和第二附加斩波电路 400、402可W将不同频率下的相应的进入的放大器和ADC电流信号斩波，使得所有四个电流 信号组合一起被平均（左侧（1x1)、右侧（1x2)、正的差分放大器输出、W及负的差分放大器 输出）。
[0041] 电平移位电阻器Rxl、Rx2的失配导致所测量的电流的如由
斤给出 那样的偏移，其中Rx是用于电平移位电阻器Rxl、Rx2的理想匹配电阻并且Δ Rx是失配。
[0042] 图8图示了调节器控制器104的实施例，其中控制器104包括校准电路500,当预期 输入电流lin靠近零时（例如每当调节器上电、每当调节器接收输出启用信号、或者处于校 准模式），校准电路500用于测量跨感测引脚VINSEN、IINSEN的电压(Vx2-Vxl)。当lin = 0时， VRsh = 0并且如果没有失配，贝IJ由调节器104现慢的电流应该接近零。电压Vxl和Vx2是Rx失配 (ARx)、电流镜失配、放大器失配、W及ADC失配的函数。如果没有失配，则当lin = 0时，ADC 输出应该为零。正因如此，当lin已知为零时测量输入电压和输入电流产生关于集体失配的 信息。由校准电路500生成的校准值指示总的失配量。控制器104可W通过将校准值作为调 整值应用于输入电压和输入电流测量，在操作期间在调整输入电压和电流感测中使用校准 值。
[0043] 图9图示了调节器控制器104的实施例，其中控制镜202、204使用由禪合到引脚 VINSEN的放大器600驱动的η型FET实施，放大器600将电压Vx2设置为化ef。禪合到附加的η 型FET 604的Ρ型镜602形成输入电压传感器606,输入电压传感器606被用于I-V转换W将输 入电流镜像到电阻器Rvin上，W产生如由
所给出那样的测得的输入电压，其中Amirrnr是P型镜602的电流增益。
[0044] 图10图示了调节器控制器104的实施例，其中电流镜202、204具有有源共源共栅， W便为了良好匹配而增加电流镜202、204的输出阻抗R。使用有源共源共栅，对于电流镜 202、204两者而言，晶体管M2的漏极电压由放大器Acas调节W提供更好的匹配。每个电流镜 202、204的输出阻抗R由R = Acas*gm巧rds2*rdsl给出，其中Acas是对应的放大器的增益， gm2是对应的晶体管M2的跨导，rds2是对应的晶体管M2的开启状态电阻，并且rdsl是对应的 晶体管Ml的开启状态电阻。电流镜202、204可W如之前在本文中所描述那样被斩波W进一 步改善匹配。
[0045] 如在本文中所使用那样，术语"具有"、"包含"、"包括"、"含有"等是开放式术语，其 指示存在所阐述的元件或者特征，但是不排除附加的元件或者特征。冠词"一 (a)"、" 一个 (an)"、W及"该(the)"旨在包括复数W及单数，除非上下文明确另外指示。
[0046] 要理解的是，本文中所描述的各种实施例的特征可W与彼此组合，除非另外特别 注释。
[0047] 虽然在本文中图示和描述了具体实施例，本领域普通技术人员将领会的是，在不 脱离本发明的范围的情况下，对于所示和所描述的具体实施例而言，可W替换各种备选和/ 或等效实施方式。本申请旨在覆盖本文中所讨论的具体实施例的任何适配或者变体。因此， 所旨在的是，本发明仅由权利要求和其等效限制。
【主权项】
1. 一种电压调节器，包括： 输入电压端子； 功率级，被配置为从所述输入电压端子处的输入电压产生输出电压； 控制器，被配置为控制所述功率级的开关； 分流电阻器，串联连接在所述输入电压端子和所述功率级之间； 第一电平移位电阻器，串联连接在所述分流电阻器的第一端子和所述控制器的第一感 测引脚之间；以及 第二电平移位电阻器，串联连接在所述分流电阻器的第二端子和所述控制器的第二感 测引脚之间； 其中所述控制器被配置为感测作为横跨所述分流电阻器的电压的函数的所述调节器 的输入电流，跨所述分流电阻器的所述电压由所述电平移位电阻器下移并且跨所述感测引 脚测量， 其中所述控制器被配置为感测作为流过所述电平移位电阻器中的任一个电平移位电 阻器的电流的函数的所述调节器的输入电压，流过所述电平移位电阻器中的任一个电平移 位电阻器的所述电流在所述感测引脚之一处测量。2. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述电平移位电阻器被配置为将所述输入 电压移位到等于或者低于所述感测引脚处所允许的最大电压的电平。3. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述分流电阻器包括并联连接的多个分立 电阻器。4. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述第一电平移位电阻器包括串联连接的 第一多个分立电阻器，并且所述第二电平移位电阻器包括串联连接的第二多个分立电阻 器。5. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述控制器包括匹配电流镜，所述匹配电流 镜被配置为沉降通过所述电平移位电阻器的电流，使得跨所述电平移位电阻器的电压降基 本上相同，并且跨所述感测引脚的电压基本上匹配跨所述分流电阻器的电压。6. 根据权利要求5所述的电压调节器，其中所述控制器被配置为将由所述匹配电流镜 沉降的电流之间的偏移平均掉。7. 根据权利要求6所述的电压调节器，其中所述控制器包括斩波电路，所述斩波电路被 配置为将所述匹配电流镜交替地耦合到所述电平移位电阻器中的每个电平移位电阻器，使 得针对所述电平移位电阻器的有效电流测量将由所述匹配电流镜沉降的电流之间的偏移 平均掉。8. 根据权利要求5所述的电压调节器，其中所述匹配电流镜具有有源共源共栅。9. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述控制器包括电路，所述电路被配置为调 节感测引脚中的一个感测引脚处的电压，使得所述感测引脚处的电压在所述输入电压端子 处的电压电平的范围内保持恒定并且通过所述感测引脚的电流是所述输入电压的函数。10. 根据权利要求9所述的电压调节器，其中所述分流电阻器的所述第一端子连接到所 述输入电压端子，所述分流电阻器的所述第二端子连接到所述功率级，并且所述电路被配 置为调节所述第二感测引脚处的电压，使得所述第二感测引脚处的所述电压在所述输入电 压端子处的电压电平的范围内保持恒定并且通过所述第二感测引脚的电流是所述输入电 压的函数。11. 根据权利要求9所述的电压调节器，其中所述控制器包括模数转换器，所述模数转 换器被配置为将通过所述感测引脚的电流的表示数字化，所述感测引脚的电压由所述电路 调节在恒定电平。12. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述控制器包括模数转换器，所述模数转 换器被配置为将通过所述感测引脚的电流的函数的表示数字化，所述函数是平均、总和、或 者加权总和。13. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述控制器包括模数转换器，所述模数转 换器被配置为将所述感测引脚之间的电流差的表示数字化。14. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述控制器包括电流镜，所述电流镜被配 置为通过所述感测引脚之一处的电流至电压转换而提供感测的输入电压。15. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述控制器包括被配置为放大通过所述感 测引脚的电流之差的放大器、和被配置为将所述放大器的输出数字化的模数转换器。16. 根据权利要求15所述的电压调节器，其中所述控制器包括斩波电路，所述斩波电路 被配置为将所述感测引脚交替地耦合到所述放大器的每个输入。17. 根据权利要求16所述的电压调节器，其中所述控制器包括附加的斩波电路，所述附 加的斩波电路被配置为将所述放大器的差分输出交替地耦合到所述模数转换器。18. 根据权利要求15所述的电压调节器，其中所述控制器包括斩波电路，所述斩波电路 被配置为将所述放大器的差分输出交替地耦合到所述模数转换器。19. 根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述控制器包括校准电路，所述校准电路 被配置为：当预期所述输入电流靠近零时测量跨所述感测引脚的电压，并且产生指示所述 电平移位电阻器之间的失配的校准值;并且在操作期间在调整所述输入电压和所述输入电 流感测中使用所述校准值。20. -种感测电压调节器的输入电流和输入电压的方法，所述电压调节器包括输入电 压端子、用于从所述输入电压端子处的输入电压产生输出电压的功率级、串联连接在所述 输入电压端子和所述功率级之间的分流电阻器、串联连接在所述分流电阻器的第一端子和 控制器的第一感测引脚之间的第一电平移位电阻器、以及串联连接在所述分流电阻器的第 二端子和所述控制器的第二感测引脚之间的第二电平移位电阻器，所述方法包括： 感测作为跨所述分流电阻器的电压的函数的所述调节器的所述输入电流，跨所述分流 电阻器的所述电压由所述电平移位电阻器下移并且跨所述感测引脚测量；以及 感测作为流过所述电平移位电阻器中的任一个电平移位电阻器的电流的函数的所述 调节器的所述输入电压，流过所述电平移位电阻器中的任一个电平移位电阻器的所述电流 在所述感测引脚之一处测量。
【文档编号】H02M1/00GK106059291SQ201610201326
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年3月31日 公开号201610201326.X, CN 106059291 A, CN 106059291A, CN 201610201326, CN-A-106059291, CN106059291 A, CN106059291A, CN201610201326, CN201610201326.X
【发明人】S·森, B·唐, D·奇尔哈特
【申请人】英飞凌科技奥地利有限公司