宽范围电压输出的双管pwm平方型变换器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本实用新型属于电子技术领域，涉及宽范围电压输出的双管PWM平方型变换器。
【背景技术】
[0002] 在某些特定的场合，DC/DC转换装置需要适应宽范围的输入电压或需要满足宽范 围输出电压的要求，这就意味着该类变换器应具有较宽的电压转换比范围。对于传统PWM 变换器来讲，其电压转换比M(M=Vc/Vi，）是占空比D的函数（M=f(D))，用于实现宽范围 电压输出场合时有一定的弊端。因为当工作在最恶劣的条件下，即输入电压最高，输出电压 最低，负载最轻的时候，传统PWM变换器必须工作在很小的占空比，才能满足上述要求，但 由于开关管最小开通时间的存在，就使得传统PWM变换器不得不选择工作在较低的工作频 率，从而限制了该类变换器工作频率的提高。 【实用新型内容】
[0003] 本实用新型的目的在于提供宽范围电压输出的双管PWM平方型变换器，解决了传 统PWM变换器工作频率提高受限制的问题。
[0004] 本实用新型所采用的技术方案是输入电压的正极、箝位二极管d5的负极、二极管 D2的负极、输入电感Li的一端连接在一起，输入电压的负极、二极管Di的正极、箝位二极管 D6的正极、开关管Q2的一端连接在一起，输入电感1^的另一端、电容Ci的一端、开关管Q1 的一端连接在一起，电容(^的另一端、二极管D2的正极、二极管Di的负极连接在一起，开关 管％的另一端、箝位二极管D6的负极、高频变压器Ti的一端、整流二极管D4的正极连接在 一起，箝位二极管D5的正极、开关管Q2的另一端、高频变压器T:的另一端、续流二极管D3的 正极、电容C2的一端、外部负载Vout的一端连接在一起，整流二极管D4的负极、续流二极管 D3的负极、输出滤波电感L2的一端连接在一起，输出滤波电感L2的另一端、电容C2的另一 端、外部负载Vout的另一端连接在一起。
[0005] 进一步，所述开关管％和开关管02为IR公司生产的场效应管IRFPE40。
[0006] 进一步，所述续流二极管D3和整流二极管D4选择Vishay公司FEP30DP双管超快 恢复二极管。
[0007] 进一步，所述输出滤波电感L2选择Micrometals公司T130-26环形磁芯，绕线西 数为48匝。
[0008] 进一步，所述二极管Di选择Philip公司的BYC10- 600超快恢复二极管。
[0009] 进一步，所述高频变压器1\磁芯尺寸：ETD34,磁芯等效截面积：Ae= 97mm2,变压器 表面积：St= 47. 843cm2，线圈平均西长：lm=85. 4mm，磁芯窗口面积：SW= 179. 08mm2，窗 口宽度：7.4mm,窗 口高度：24. 2mm〇
[0010] 本实用新型的有益效果是提供了宽范围电压输出的双管PWM平方型变换器，可 提高PWM变换器工作频率。
【附图说明】
[0011] 图1是本实用新型宽范围电压输出的双管PWM平方型变换器结构示意图；
[0012] 图2是本实用新型占空比与电压转换比的关系。
【具体实施方式】
[0013] 下面结合【具体实施方式】对本实用新型进行详细说明。
[0014] 本实用新型如图1所示，输入电压的正极、二极管D5的负极、二极管D2的负极、电 感L1的一端连接在一起，输入电压的负极、二极管D1的正极、二极管D6的正极、开关管Q2 的一端连接在一起，电感L1的另一端、电容C1的一端、开关管Q1的一端连接在一起，电容 C1的另一端、二极管D2的正极、二极管D1的负极连接在一起，开关管Q1的另一端、二极管 D6的负极、高频变压器的一端、二极管D4的正极连接在一起，二极管D5的正极、开关管 Q2的另一端、高频变压器1\的另一端、二极管D3的正极、电容C2的一端、外部负载Vout的 一端连接在一起，二极管D4的负极、二极管D3的负极、电感L2的一端连接在一起，电感L2 的另一端、电容C2的另一端、外部负载Vout的另一端连接在一起。
[0015] 该PWM平方型变换器，其特点就在于它的电压转换比M是占空比D平方的函数，即M=f(D2)。由图2可以看出，对应最小占空比Dmin，PWM平方型变换器可获得的最小电压转 换比要低于传统PWM变换器，这就意味着若要获得同样低的电压转换比，该变换器较传统 PWM变换器而言，可以工作在较大的占空比，较高的工作频率，这样更易于实现电路的控制 和拓宽可获得的电压转换比范围，实现宽范围电压输出，而且直流变换器的频率也不再受 最低电压转换比的限制了。
[0016] 本实用新型宽范围电压输出的双管PWM平方型变换器为双管隔离式PWM平方型直 流变换器，电路中因功率因数校正级的输出电压高达400V，所以选用带隔离变压器的拓扑 结构。考虑到在400V输入的情况下，开关管Vds的电压峰值高达800多伏，这么高的电压幅 值对开关管的耐压要求很高，这必然会限制它的实用性。为了降低开关管上的电压应力，采 用双管PWM平方型变换器拓扑结构。
[0017] 当双管平方型变换器工作在电感电流连续导通模式时，在一个开关周期中双管平 方型变换器可以分为五个工作模态。
[0018] 工作模态1 (t0~t:
[0019] 在h时刻以前，高频变压器Ti已经复位完毕，开关管1和Q2承受的电压为输入电 压和输入电感U上的电压之和的一半，负载电流从续流二极管D3流通。在t^时刻，开关管 QdPQ2同时获得触发脉冲而开通，二极管Di承受正向压降导通，流过续流二极管D3的电流 开始向整流二极管D4换流，换流的速度受变压器的漏感的限制。
[0020] 在心时刻，整流二极管D4的电流输出至输出滤波电感L2，换流结束。在本模态中， 输入端不向输出端提供能量。
[0021] 开关模态2(ti~t2)
[0022] 在&时刻副边续流二极管D3和整流二极管D4换流结束，续流二极管D3截止，变 换器开始向外部负载Vout传递能量，输入电感LdP输出滤波电感L2中的电流在输入、输出 电压的共同作用下线性上升。本模态一直持续到t2时刻，开关管(^和〇2同时关断。本模 态的持续时间由变换器的工作占空比决定。
[0023] 开关模态3 (t2~t3):
[0024] 在t2时刻，开关管Q:和Q2同时关断，二极管Di承受反压截止，原边的箝位二极管 〇5和D6导通，流过输入电感Li的电流经续流二极管D2流通，开关管Qi上电压为输入电压和 输入电感Q上电压之和，开关管Q2上电压为输入电压，变压器原边加上负电压，在该负电压 的作用下，整流二极管D4的电流向续流二极管D3换流，换流的速度受输入电压和变压器漏 感的限制。该模态持续到t3时刻，换流结束。
[0025] 开关模态4 (t3~14):
[0026] 在t3时刻，副边换流结束，续流二极管D3流过负载电流，整流二极管D4截止。变 压器通过箝位二极管〇5和D6复位，本模态一直持续到变压器复位完毕。
[0027] 开关模态5 (t4~t5):
[0028] 在t4时刻，变压器复位完毕，开关管Q:和Q2上的电压下降到输入电压和输入电感 U上电压之和的一半。在原边，输入电感k上的电流通过续流二极管D2流通；在副边，变换 器通过续流二极管D3导通负载电流。本模态一直持续到15时刻，新的开关周期开始。
[0029] 当PWM平方型变换器工作在不连续导通模式，电压转换比是占空比D和负载电流 Iwt的函数。对应相同的占空比D，不连续导通模式下的电压转换比要高于连续导通模式 下所对应的电压转换比，所以从连续导通模式向不连续导通模式的过渡，就意味着可获得 的最小电压转换比增大了，也意味着可获得的电压转换比的范围缩小了。因此为了使该平 方型变换器有最宽的电压转换比范围，在变换器设计时，保证变换器能工作在连续导通模 式是非常重要的。
[0030] 变换器设计具体指标：开关频率：f= 200KHZ，输入电压：Vin= 400V，输出电压：V。 =12V-24V，输出电流：1。= 3. 5A-7A，工作最大占空比：a= 〇. 46,环境温度：25°C，允许 平均温升：At= 25°C。
[0031] 开关管％和Q2的选择：开关管Q兩Q2功率MOSFET的选择是变换器设计中的重要 步骤，它涉及到M0SFET电压应力V_ss、工作结温T」、电流等级IDSS以及导通电阻Rds(m)的 选择。在开关管关断时，考虑变压器的漏感作用，所以会出现关断的电压尖峰。一般关断时 的电压不能超过M0SFET电压应力V(BK)DSj^ 70 % -