0099] 附图5给出了本发明改进型单周期控制方法的控制电路原理图。由附图5可知，该 控制电路包括单周期控制器、第一加法器、第二加法器、除法器、乘法器和电压调节器，具体 的连接方式为：第一加法器由运放1#，电阻&、私、私和R4组成，其中，Ri的一端连接至运放 1#的反相输入端，另一端接地；R2的一端连接至运放1#的同相输入端，另一端连接至主功 率电路中的电流采样电路；R3的一端连接至运放1#的同相输入端，另一端连接至采样偏置 电压isbals;R4跨接于运放1#的反相输入端和输出端之间；第一加法器的输出为单周期控制 变量，连接至单周期控制器中积分器的输入端；除法器由运放2#，乘法器Mull和Mul3以及 电阻馬和R6组成，其中，Mull的一个输入端与运放2#的输出端相连接，另一个输入端连接 至主功率电路中的输入电压采样电路，输出端与R6串联连接，R6的另一端连接于运放2#的 反相输入端，R5的一端连接至运放2#的反相输入端，另一端连接至-IV基准，Mul3的一个 输入端连接至运放2#的输出端，另一个输入端连接至主功率电路中的输出电压采样电路， 输出实时计算得到的占空比至乘法器Mul2的一个输入端，Mul2的另一个输入端连接至第 一加法器中的R3，输出基准偏置电压Lbals连接至R11;电压调节器由运放3#，电阻R7和1?8以 及电容C1组成，其中R7的一端连接至运放3#的反相输入端，另一端连接至主功率电路中的 输出电压采样电路，电阻R8和电容Ci串联后并接于运放3#的反相输入端和输出端之间， 运放3#的同相输入端与输出电压的基准Vraf相连，电压调节器的输出端连接至R9;第二加 法器由运放4#，电阻R9、R1Q、Rn、R12和R13组成，其中，R9的一端连接至运放4#的同相输入 端，另一端连接至电压调节器的输出端；R1(]的一端连接至运放4#的同相输入端，另一端连 接至补偿器所需吸收或提供的二次谐波电流基准iSHC;Rn的一端连接至运放4#的同相输入 端，另一端连接至乘法器Mul2的输出端；R12的一端连接至运放4#的反相输入端，另一端接 地；R13跨接于运放4#的反相输入端和输出端之间；第二加法器的输出为单周期控制变量的 基准，连接至单周期控制器中比较器的输入端；单周期控制器输出同步整流Buck变换器主 管和辅管的驱动信号，连接至主管和辅管的栅极，控制主管和辅管的开通与关断。
[0100] 在附图5中，连接于电压调节器同相输入端的电压基准是输出电压的平均值基 准，因此，通过闭环调节，补偿器输出电压的平均值在全负载范围内保持不变，如附图6所 示。但需要注意的是，为保证同步整流Buck变换器正常工作，储能电容电压的最大值必须 低于补偿器的输入电压。而当输出电压平均值一定时，随着输出功率升高，储能电容电压脉 动变大，输出电压的最大值变高。当满载工作时，补偿器输出电压的最大值达到最高，因而， 补偿器输出电压的平均值需按照满载工况进行设计。然而另一方面，相同输出电压平均值 条件下，轻载工作时，储能电容电压脉动较小，补偿器的输入与输出电压相差较大，使得输 入输出侧的直接能量传递比重下降，进而导致补偿器轻载工作时损耗较大。
[0101] 如果直接控制输出电压的最大值，则补偿器输出电压的平均值能够随输出功率降 低而自适应提高，这样可以提高轻载工作时补偿器输入输出侧的直接能量传递比重，从而 减小补偿器的损耗。
[0102] 实施例四：
[0103] 附图7给出了输出电压采用最大值控制时，储能电容电压在不同负载下的工作 波形，图中点划线是轻载工作时的储能电容电压波形，实线是满载工作时的储能电容电压 波形。由附图7可见，在全负载范围内，输出电压的最大值保持不变，输出电压的平均值随 着负载减轻而升高。
[0104] 附图8给出了采用输出电压最大值控制时，改进型单周期控制方法的控制电路原 理图。与附图5相比，其主要区别是该控制电路还包含一个峰值检测电路。该电路包括二 极管Dp、检测电阻Rp和检测电容Cp，其输入端连接至主功率电路中的输出电压采样电路，输 出端连接至电压调节器中的电阻R7，附图8中控制电路各部分的连接方式与附图5相同。
[0105] 实施例五：
[0106] 附图9给出了本发明设计实例的电路原理图，图中主功率电路与附图1相比还包 括由Rsvl和Rsv2组成的输入电压采样电路，由Rsv3和Rsv4组成的输出电压采样电路以及主管 电流的采样电阻Rsl，其中，串联电阻Rsvl和Rsv2并接于同步整流Buck变换器的输入端，串联 电阻Rsv3和Rsv4并接于同步整流Buck变换器的输出端，电阻Rsl串联于补偿器输入负极与辅 管源极之间。输入电压采样电路得到的输入电压采样信号连接至除法器中Mull的输入端， 输出电压采样电路得到的输出电压采样信号分别连接至除法器中Mul3的输入端和二极管 Dp的阳极，主管电流采样电阻Rsl得到的主管电流采样信号连接至第一加法器中R2;图中控 制电路的连接方式与附图8相同。
[0107] 附图9中储能电容(；的设计方法如下：
[0108] 储能电容Cs采用薄膜电容，其两端有较大的电容电压脉动。Cs的容值和储能电容 电压的最大值Vesjliax、储能电容电压的脉动大小AVes、二次谐波电流的频率f2nd以及所需吸 收或提供的脉动功率PSHe之间（f2nd和PSHe预先给定）满足如下关系
[0110] 取定满载工作时储能电容电压的最大值和脉动大小，即可根据式（8)计算得到储 能电容Cs的容值。注意，
[0111] 附图9中滤波电感Ls的设计方法如下：
[0112] 滤波电感L#的二次谐波电流分量iLsSHjPiSHC之间满足：
[0121] 式中i'tsSHC(t)为itsSHC(t)的导函数，由式（9)和式（10)可得，itsSHC(t)的表达 式为
[0123] 附图9中积分器的输入电阻Rint和反馈电容Cint的设计方法如下：
[0124] Rint和Cint的乘积应满足：
[0126] 式中fs为补偿器的开关频率。一般取Cint= 100pF，这样，取定匕即可确定Rint 的取值。
[0127] 附图9中电压调节器的设计原则如下：
[0128] 电压调节器应在二次谐波电流所对应的频率f2nd处具有尽可能低的增益，以滤除 输出电压采样信号中的二次谐波电流分量，从而保证补偿器具有较好的二次谐波电流抑制 效果。一般可取C1=IyFjR7=IOkf^Rs=Ild
[0129] 附图9中加法器⑴的增益为1，设计时取R1=R2=R3=R4=R，式中R-般取 Ik~IOk0
[0130] 附图9中除法器的增益为1，设计时取R5=R6=R。
[0131] 附图9中加法器⑵的增益为1，设计时取R9=R10=R11=R12=R，R13= 2R。
[0132] 附图9中反相器的增益为1，设计时取R14=R15=R。
[0133] 附图9中峰值检测电路中的检测电阻Rp和检测电容Cp的设计原则为：RPCP>(3~ 5)/f2nd，f2nd为二次谐波电流的频率。
[0134] 附图9所给出的具体实例的主要参数如下：
[0135] ?输入电压vbus = 400V
[0136] ?输出电压的最大值Vcsniax= 380V
[0137] ?滤波电感Ls = 2mH
[0138] ?储能电容Cs=IOOyF
[0139] ?二次谐波电流补偿器的开关频率fs=IOOkHz
[0140] ?所需吸收或提供的脉动功率Psik=IkVA
[0141] ?二次谐波电流的频率f2nd=IOOHz
[0142] ?组成加法器（1)的电路参数为：?=R2=R3=R4=IkQ
[0143] ?组成除非器的电路参数为：R5=R6=IkQ
[0144] ?组成电压调节器的电路参数为：R7=IOkQ，R8=IklC1=IyF
[0145] 鲁组成加法器（2)的电路参数为：R9=Riq=R11=R12=lkQ，R13= 2kQ
[0146] ?组成积分器的电路参数为：Rint=IOOkQ，Cint=IOOpF
[0147] ?组成反相器的电路参数为=R14=R15=IkQ
[0148] 组成峰值检测器的电路参数为：Rp= 51kQ，Cp= 10yF
[0149] 测试实例一：<