专利名称：声表面波器件的制作方法
技术领域：
本发明涉及声表面波元件并联连接的声表面波器件。
尤其是如GSM(Global System for Mobile Communication全球移动通信系统)的中频(IFIntermediate Frequency)滤波器那样，重视低损耗性，并且宽频带中，相邻频道靠近，因而在要求陡峭滤波器特性的系统用声表面波元件中，采用例如多级级联的谐振子型滤波器。
然而，多级级联谐振子型滤波器为了确保陡峭性，需要增多级数，导致损耗变大。为了做到宽频带，各谐振子滤波器级间需要进行调谐，难以安装。
作为其他声表面波滤波器，已知例如特开昭62-43204号公报和特开平9-214284号公报等记述的结构。这些结构利用各级谐振子中多模频率间隔，实现宽频带化。
然而，这些滤波器由于多谐振频率间隔主要取决于压电基片固有的机电耦合系数，宽频带化受限制。而且，模带外非所需高次模的相位不设定成与对方谐振子型滤波器的相位反相，则不能抑制非所需高次模。因此，实际上不可能又抑制带外特性，又设计带内特性，用途受限制。
近年来，采用声表面波元件RSPUDT(Resonant Single Phase Uni-Directional Transducer谐振单相单方向换能器)的声表面波滤波器设计自由度高，损耗低且容易实现小型化，因而一直得到广泛应用。该RSPUDT为了使声表面波传播特性具有方向性，将形成单方向性电极结构的梳状电极所构成的SPUDT(单相单方向换能器)相对配置，使激励波的主传播方向相互反向。
然而，这种声表面波滤波器为了得到单方向性，积极利用电极指的内部反射，其带宽和过渡带特性均取决于正向的单向电极与反向的单向电极的比率、反射率和电极指个数，因而独立设计带宽和过渡带特性受到限制。尤其是难以兼有宽带和陡峭过渡带特性。
因此，本发明是考虑上述情况而完成的，其目的在于提供要求损耗小、频带宽且陡峭过渡带特性的声表面波器件。
发明揭示本发明涉及的声表面波器件包含2个以上换能器，该换能器形成在压电基片上，具有具备一对梳状电极，并且表面波传播方向相互反向的多个区域，这些换能器中至少2个相互并联连接。
发明者们发现RSPUDT结构的声表面波元件中，或换能器内部正向SPUDT区与反向SPUDT区的比率(各SPUDT区电极指根数的比率)变化，则该换能器的频率特性发生变化，尤其是谐振点间隔发生变化。
即，采用RSPUDT结构的换能器的声表面波元件，进行已有横向型滤波器与谐振子型滤波器中间动作，形成以换能器内部正向SPUDT区与反向SPUDT区的边界为端面的谐振腔，呈现多模谐振频率特性，频率一振幅特性上具有多个峰(谐振点)。
此RSPUDT结构的滤波器中，随着使换能器内部正向SPUDT的电极指根数与反向SPUDT的电极指根数的比率变化，谐振腔长度发生变化。结果频率轴上的谐振点位置也变化。例如，在45°X-Z四硼酸锂(Li284O7LBO)压电基片上形成的RSPUDT结构换能器中，正向SPUDT区的电极指根数增多(提高正向SPUDT区的比率)，则显然谐振点间隔扩大。这点的详细说明，请参阅1999 IEEEULTRASONICS SYMPOSIUM PROCEEDING Vol.1 P351～356。
利用此现象，反相并联连接2个(或2个以上)RSPUDT，最好做成RSPUDT的双方的谐振点在频率轴上等间隔排列，以构成滤波器，并使输出阻抗匹配，从而能实现将2个RSPUDT的频率特性加以合成的宽频带通过特性。这时，利用控制RSPUDT的谐振点间隔，可实现所希望的通带特性，并且仅通过改变正向SPUDT和反向SPUDT的电极指根数的比率，就可控制谐振点间隔。因此，可利用电极设计上的小变动，比较自由地安排通带宽度。
设并联连接的换能器中，一方的换能器的谐振频率为Fl1、Fc1、Fu1，另一方换能器的谐振频率为Fl2、Fc2、Fu2，则具有以下关系Fl1＜Fl2＜Fc2＜Fc1＜Fu1＜Fu2。
因此，带外特性，尤其是过渡带特性，由于在谐振频率Fl1附近的低频端和谐振频率Fu2附近的高频端保持相互反相的关系，所以一方换能器与另一方换能器的通过特性相互抵消，能实现陡峭的过渡带特性，从而可实现陡峭性。
且，Fl1的相位与Fl2的相位相反，Fc1的相位与Fc2的相位相反，Fu1与Fu2也反相，因而能展宽频带。
谐振频率Fl1、Fc1、Fu1、Fl2、Fc2、Fu2中，使至少4个谐振频率的间隔大致相等，因而能达到宽频带。
谐振频率Fl1、Fc1、Fu1、Fl2、Fc2、Fu2中，至少4个谐振频率的插入损耗值大致相等，因而与频率无关，均匀达到宽频带。
可在同一芯片上形成一方换能器和另一方换能器。
也可在不同的芯片上形成一方换能器和另一方换能器。
此声表面波器件1结构上做成在同一芯片上并联连接作为第1声表面波元件的声表面波滤波器A和作为第2声表面波元件的声表面波滤波器B。
这些声表面波滤波器A和B均由配置在声表面波主传播方向的2个RSPUDT 5、9、13、16构成。为了方便，将声表面波(SAW)的行进方向设为图中右方是正向，左方是反向。于是，各RSPUDT分别由往正向传SAW的正SPUDT 3、8、11、15和往反向传SAW的反SPUDT 4、7、12、14构成。
图2示出SPUDT电极结构的一个例子。即，具有梳状电极结构，该结构交叉组合压电基片10上所形成一对总线条中一总线条连接的λ/8(λ为声表面波波长)宽的电极指3a和另一总线条连接的3λ/8宽的电极指3b及λ/8宽的电极指3C。
此梳状电极结构中，激励波与在电极端部产生的内部反射波的相位关系为图中右方与左方不同。由于这种激励波与内部反射波的相位关系，激励的声表面波在一个方向增强，相反的方向减弱，因而得到单方向性。
本实施例中，对该梳状电极结构，将做成正好折叠线对称的梳状电极结构排成一个换能器，从而得到RSPUDT结构。
即，
图1所示正SPUDT和反SPUDT构成具有互连接在公用总线条的梳状电极的一个换能器，并将其边界夹在中间，从而电极配置形成线对称结构。
这里，所谓线对称结构，并非指完全线对称。例如，正SPUDT与反SPUDT的电极指根数未必相同，下文将说明，可根据所需特性，改变各电极指根数的比率。
一个换能器不一定需要用一对正SPUDT区和反SPUDT区构成，也可构成一个换能器的内部排列几个正SPUDT区和反SPUDT区。
实际构成滤波器时，例如利用此方向性进行加权，以实现所希望的滤波器特性，因而正SPUDT和反SPUDT的排列往往复杂。因而，本发明不特别限定于图1所示的RSPUDT结构，当然也可用上次复杂结构的RSPUDT结构。
滤波器A和B具有将上述正SPUDT与反SPUDT的边界作为端部的谐振腔，进行介于横向型滤波器与谐振子型滤波器中间的动作。这种结构中，改变换能器内部构成正SPUDT的电极指与构成反SPUDT的电极指的比率，则谐振腔长度发生变化。结果，这些滤波器的谐振模间隔也变化。
上述声表面波滤波器A和声表面波滤波器B分别具有3模谐振频率。这时，设声表面波滤波器A的谐振频率为Fl1、Fc1、Fu1，声表面波滤波器B的谐振频率为F12、Fc2、Fu2，则具有以下关系Fl1＜Fl2＜Fc2＜Fc1＜Fu1＜Fu2。
如图3和图4所示，谐振频率Fl1的相位与谐振频率Fl2的相位符号相反，谐振频率Fc1的相位与谐振频率Fc2的相位符号相反，谐振频率Fu1的相位与谐振频率Fu2的相位符号相反。
对设定为谐振频率Fl1、Fc1、Fu1，Fl2、Fc2、Fu2中，至少4个谐振频率的间隔大致相等，至少4个谐振频率的插入损耗值大致相等。
使声表面波滤波器A的3个谐振模和声表面波滤波器B的3个谐振模，即共计6个谐振模，完全耦合，从而能形成一个大频带，如图5所示。
在该频带的带外，声表面波滤波器A与声表面波滤波器B，在频带附近也保持符号相反的关系，因而衰减量相互抵消，过渡带特性的陡峭比声表面波滤波器A和声表面波滤波器B的单体加剧。这种状态下，如果滤波器A与滤波器B的插入损耗电平相等，则频带附近的衰减量无限大。
图6将反相并联连接谐振子滤波器而构成的声表面波器件21作为图1所示声表面波器件1的比较例示出。
即，声表面波器件21的结构为在同一芯片上并联连接作为第1声表面波元件的声表面波滤波器A和作为第2声表面波元件的声表面波滤波器B。
其中，声表面波滤波器A由连接压电基片20上形成的输入端子22的IDT(Inter Digital Transducer叉指式换能器)25和连接压电基片20上形成的输出端子26的IDT29组成。
IDT25结构上做成使梳状电极23与梳状电极24相互交叉。IDT29则使梳状电极27与梳状电极28相互交叉。
上述声表面波滤波器B由连接压电基片20上形成的输入端子22的IDT33和连接压电基片20上形成的输出端子26的IDT36组成。
IDT33结构上做成使梳状电极31与梳状电极32相互交叉。IDT36则使梳状电极34与梳状电极35相互交叉。
上述声表面波滤波器A和声表面波滤波器B，分别在其两侧具有反射器37。
上述声表面波滤波器A和声表面波滤波器B，还分别具有2模谐振频率特性。这种情况下，即使声表面波滤波器A的谐振频率为Fl1、Fu1，声表面波滤波器B的谐振频率为Fl2、Fu2，其频率特性也仅取决于基片的耦合常数和反射率，因而如图7和图8所示，与图1所示的声表面波器件1不同，难以谋求宽频带化。
上述实施例中，在同一芯片上形成声表面波滤波器A和声表面波滤波器B，但在不同的芯片上形成这两种滤波器，也能取得同样的的效果。
由于采用RSPUDT结构，带外特性也能利用以加权函数控制IDT的激励或反射分布而自由设计。因此，与谐振子滤波器反相并联连接的声表面波器件21相比，能大幅度提高设计自由度。
即，与滤波器单体相比，能实现宽频带化，取得陡峭的过渡带特性，同时能自由设计频带特性和带外特性，而且能达到小型化。
下面，说明对在同一压电基片上用铝(Al)膜形成的2个RSPUDT构成的声表面波滤波器A、B进行实验的结果。该滤波器采用LBO基片作为压电基片，用于形成210MHz频段的PCS(Personal Communications System个人通信系统)的中频滤波器。
图9示出声表面波滤波器A和50Ω系列频率特性，图10示出声表面波滤波器B的50Ω系列频率特性。
图11示出并联连接图9所示频率特性的声表面波滤波器A和图10所示频率特性的声表面波滤波器B时所得合成波形的频率特性。
图12示出的状态为声表面波器件1的输入侧连接由电阻R1、电容C1和电感L1组成的外部电路，声表面波器件1的输出侧连接由电阻R2、电容C2和电感L2组成的外部电路，并且利用这些外部电路进行匹配。
如图12所示，取得匹配时，声表面波器件1的模拟结果为图13所示那样，能得到与图11所示情况下相同的频率特性。
实际结果为图14所示那样的频率特性，能得到与图13所示模拟特性相同的结果。
上述实施例中，压电基片采用LBO，但用其他压电基片也能得到同样的效果。
上述实施例中，对外部电路上需要调谐的中频滤波器进行了实验，但即使纯50Ω驱动的RF(Radio Frequency射频)滤波器也能得到同样的效果。
本发明不限定于上述实施例，在不脱离其要旨的范围内，可作其他种种变形加以实施。
产业上利用可能性综上所述，根据本发明，首先，可由RSPUDT的频率特性形成频带特性，该RSPUDT将形成单向性电极结构的一对SPUDT相对配置，使传播方向相互反向，以便传播特性具有方向性。
且，通过改变RSPUDT中具有正向传播特性的SPUDT的梳状电极与具有反向传播特性的SPUDT的梳状电极之间的比率，即改变谐振腔，只要在梳状电极的对数所规定的陷波范围内，就能自由控制频带宽度，从而能得到损耗低，频带宽，且陡峭的过渡带特性。
权利要求
1.一种声表面波器件，其特征在于，包含2个以上换能器，该换能器形成在压电基片上，具备具有一对梳状电极并且表面波传播方向相互反向的多个区域；这些换能器中至少2个相互并联连接。
2.如权利要求1所述的声表面波器件，其特征在于，所述换能器分别具有3模谐振频率特性。
3.如权利要求2所述的声表面波器件，其特征在于，设并联连接的所述换能器中，一方换能器的谐振频率为Fl1、Fc1、Fu1，另一方换能器的谐振频率为Fl2、Fc2、Fu2，则具有以下关系Fl1＜Fl2＜Fc2＜Fc1＜Fu1＜Fu2。
4.如权利要求2所述的声表面波器件，其特征在于，设并联连接的所述换能器中，一方换能器的谐振频率为Fl1、Fc1、Fu1，另一方换能器的谐振频率为Fl2、Fc2、Fu2，则Fl1的相位与Fl2的相位相反，Fc1的相位与Fc2的相位相反，Fu1的相位与Fu2的相位相反。
5.如权利要求2所述的声表面波器件，其特征在于，设并联连接的所述换能器中，一方换能器的谐振频率为Fl1、Fc1、Fu1，另一方换能器的谐振频率为Fl2、Fc2、Fu2，则6个谐振频率Fl1、Fc1、Fu1、Fl2、Fc2、Fu2中，至少4个谐振频率的间隔大致相等。
6.如权利要求2所述的声表面波器件，其特征在于，设并联连接的所述换能器中，一方换能器的谐振频率为Fl1、Fc1、Fu1，另一方换能器的谐振频率为Fl2、Fc2、Fu2，则6个谐振频率Fl1、Fc1、Fu1、Fl2、Fc2、Fu2中，至少4个谐振频率的插入损耗值大致相等。
7.如权利要求1所述的声表面波器件，其特征在于，并联连接的所述换能器中一方的换能器和另一方的换能器都形成在同一芯片上。
8.如权利要求1所述的声表面波器件，其特征在于，并联连接的所述换能器中一方的换能器和另一方的换能器分别形成在不同的芯片上。
全文摘要
一种声表面波器件,在压电基片上并联连接由RSPUDT构成的换能器;将传播特性具有方向性的单向电极结构的SPUDT相对配置,使传播方向相互反向,从而构成该RSPUDT。
文档编号H03H9/64GK1327632SQ00802155
公开日2001年12月19日 申请日期2000年10月4日 优先权日1999年10月4日
发明者市川聪, 水户部整一 申请人:东芝株式会社