通过带限信道发送多个高数据速率信号的调制技术的制作方法

专利名称：通过带限信道发送多个高数据速率信号的调制技术的制作方法
技术领域：
本发明涉及通过带限信道发送多个高数据速率信号的调制技术。
背景技术：
经常期望通过具有受限带宽的信道提供更高数据速率的数据。已经开发了许多调制技术，用于增加经过一个信道的数据速率。例如，M-ary相移键控(PSK)和正交调幅(QAM)技术通过将多个数据比特编码在每个发送的符号中而允许压缩。这样的系统具有其自身的局限性。首先，与这样的系统相关的硬件很昂贵。这是因为为了正确地操作这些技术需要很高级的信道线性。然后，必须执行载波跟踪、符号恢复、内插和信号整形的进一步信号处理。第二，这样的技术对于多径效应很敏感。这些效应需要在接收机中进行补偿。第三，这些系统对于期望的数据速率，经常需要超出某些应用(例如，带内信道上广播FM副载波业务)中可用带宽的带宽。
也期望通过一个信道提供几个数据信号。一些调制技术充分利用信道，然而其它调制技术留下信道的一部分未用。频域多路复用和时域多路复用是两种在多个信号之间共享一个信道的技术。通过以这种方式共享信道，增加了通过信道的整个吞吐量。

发明内容
根据本发明的原理，数字数据调制器包括具有一个公共数据比特周期的多个数字数据信号源；多个编码器，每个使用可变脉宽码编码多个数字数据信号源相应的一个，所述可变脉宽码具有出现在数据比特周期内的各个非重叠间隔中的边沿；多个脉冲信号发生器，每个产生表示编码的多个数字数据信号中相应一个的边沿的各个脉冲；载波信号发生器，产生具有相应于各个脉冲的载波脉冲的载波信号。
根据本发明的另一方面，数字数据解调器包括包括连续比特周期的调制信号源，每个比特周期具有多个非重叠间隔，分别与连续比特周期中的相应间隔相关联，每个间隔包含一个与其它相关间隔中的载波脉冲相间隔的载波脉冲，表示相应的可变脉冲宽度编码的数字数据信号；检测器，解调所调制的信号以生成与接收的载波脉冲相应的脉冲；多个解码器，每个解码器解码在所述比特周期中的多个相关间隔的每个中接收的脉冲以产生相应的数字数据信号。
依据本发明的原理的技术用于通过单一信道同时发送多个独立高数据速率信号。依据本发明的系统可使用相对便宜的电路来实现，本发明的系统对于多径干扰不敏感，并提供实质的带宽压缩。
附图简要说明在附图中

图1是调制器的方框图，该调制器用于在相对窄的带宽内，产生相对高数据速率的信号；图2是波形图，有助于理解图1所示的调制器的操作；图3是可接收如图1调制的信号的接收机的方框图；图4是频谱图，有助于理解图1和图2所示的调制技术的应用；图5是具有使用图1和图2所示的调制技术实现的带内信道上数字发送信道的FM广播发射机的方框图；图6是可接收由图5所示的FM广播发射机调制的信号的FM广播接收机的方框图；图7是波形图，有助于理解根据本发明的原理的调制器的操作；图8是图1和图2的调制器的另一个实施例的方框图，也用于与高数据速率数据信号一起发送辅助数据信号；图9是可接收由图8所示的调制器产生的信号的接收机的方框图；图10是波形图，有助于理解根据本发明的原理的调制器的操作；图11是依据本发明的原理的调制器的方框图；图12是依据本发明的可接收由图11所示的调制器产生的信号的接收机的方框图。
具体实施例方式
图1是用于产生高数据速率、窄带信号的调制器的方框图。在图1中，输入端IN接收高数据速率数字信号。该输入端IN被连接至编码器10的输入端。编码器10的输出端被连接至微分器20的输入端。微分器20的输出端被连接至电平检测器25的输入端。电平检测器25的输出端被连接至混频器30的第一输入端。本地振荡器40被连接至混频器30的第二输入端。混频器30的输出端被连接至带通滤波器(BPF)50的输入端。BPF 50的输出端被连接至输出端OUT，产生表示输入端IN的数字信号的调制信号。
图2是波形图，有助于理解图1所示的调制器的操作。为了更清楚地示例波形，图2没有按比例示出。在举例的实施例中，在输入端IN的高数据速率数字信号是一种以非归零(NRZ)形式的双电平信号。该信号被示出于图2的上部波形中。该NRZ信号承载连续比特，每个比特持续被称作比特周期的预定周期，由NRZ信号中的虚线所示，并具有被称作比特速率的相应频率。该NRZ信号的电平以所有以公知的方式表示该比特的值。编码器10进行操作以使用可变脉宽码编码所述NRZ信号。在例举的实施例中，所述可变脉宽码是一种可变掩码(variable aperture code)。在由Chandra Mohan在1999年3月11日提交的国际专利申请PCT/US99/05301中详细描述了可变掩码编码。在该专利申请中，以下面的方式对NRZ信号进行位编码。
NRZ信号中的每个比特周期被编码作为编码信号中的瞬变。M倍于比特速率的编码时钟被用于对所述NRZ信号进行相位编码。在上述专利申请中，编码时钟以9倍于比特速率的速率运行。当所述NRZ信号从逻辑“1”电平瞬变为逻辑“0”电平时，在编码信号中，距离前一瞬变8个编码时钟周期(M-1)产生一个瞬变。当所述NRZ信号从逻辑“0”电平瞬变为逻辑“1”电平时，在编码信号中，距离前一瞬变10个编码时钟周期(M+1)产生一个瞬变。当所述NRZ信号不瞬变时，即，如果连续比特具有相同的值，那么，在编码信号中，距离前一瞬变9个编码时钟周期(M)产生一个瞬变。可变掩码编码的信号(VAC)如图2中的第二波形所示。
该可变掩码编码的信号(VAC)被微分器20进行微分，以产生与所述VAC信号中的瞬变时间对准的脉冲序列。该微分器也对VAC调制信号产生90度相移。前沿瞬变产生正向脉冲，以及后沿瞬变产生负向脉冲，均以公知的方式进行。微分后的VAC信号 示出如图2中的第三信号。该 信号被电平检测器25进行电平检测，以产生具有恒定幅度的三电平脉冲序列。当微分后的VAC信号 具有大于一个正阈值的值时，产生具有高值的电平信号；当微分后的VAC信号 具有小于一个负阈值的值时，产生具有低值的电平信号，否则，它具有一个中间值，均以公知的方式进行。该电平信号被示出如图2中的第四信号(LEVEL(电平))。
该LEVEL信号在混频器30中，调制来自本地振荡器40的载波信号。正脉冲产生具有第一相位的载波信号脉冲，以及负脉冲产生具有第二相位的载波信号脉冲。该第一和第二相位最好完全180度异相。该载波信号脉冲最好完全是一个编码时钟周期长，并且在举例的实施例中，具有完全NRZ比特周期的1/9的持续时间。选择本地振荡器40的频率信号，于是，在载波信号脉冲时间周期内，最好可以发生本地振荡器信号的至少10个周期。在图2中，载波信号CARR被示出如底端的波形，其中，载波信号由各个矩形包络内的垂直阴影线表示。在图2所示的CARR信号中，响应于正向LEVEL脉冲而产生的载波脉冲的相位由“+”表示，以及响应于负向LEVEL脉冲而产生的载波脉冲的相位由“-”表示。该“+”和“-”仅表示完全180度相位差，并不表示任何绝对相位。
BPF 50滤波CARR信号中所有的带外傅里叶分量，以及它本身的载波分量和多个边带中的一个，仅留下一个单边带。来自BPF 50的输出信号OUT因此是一个表示输入端IN的NRZ数据信号的单边带(SSB)相位或频率调制的信号。该信号可通过许多公知的发送技术之一被发送至接收机。
图3是可接收由图1和图2中所示的调制器调制的信号的接收机的方框图。图3中，输入端IN被连接至如上述参考图1和图2描述的调制的信号源。输入端IN被连接至BPF 110的输入端。BPF 110的输出端被连接至积分器120的输入端。积分器120的输出端被连接至限幅放大器130的输入端。限幅放大器130的输出端被连接至检测器140的输入端。检测器140的输出端被连接至解码器150的输入端。解码器150的输出端再现由在输入端IN调制的信号所表示的NRZ信号，并被连接至输出端OUT。
操作中，如上所述，BPF 110滤除带外信号，仅使调制的SSB信号通过。积分器120补偿(reverse)被微分器20(图1的)引入的90度相移。限幅放大器130将来自积分器120的信号的幅度限制为一个恒定的幅度。来自限幅放大器130的信号相应于图2中所示的载波脉冲信号CARR。检测器140也是一个用于分别解调FM或PM调制的载波脉冲信号的FM鉴频器或锁相环(PLL)。该检测器140检测载波脉冲并产生具有由那些脉冲的相位和定时表示的瞬变的双电平信号。检测器140的输出是一种相应于图2中的VAC信号的可变比特宽度信号。解码器150执行编码器10(图1的)的逆操作，并在输出端OUT产生相应于图2中的NRZ信号的NRZ信号。上述美国专利申请(RCA 88,945)描述了可被用于图3中的解码器150。在输出端OUT的NRZ信号然后通过应用电路(未示出)进行处理。
因为所述载波脉冲(图2的信号CARR)发生在彼此精确定义的时间，并因为那些脉冲在持续时间内被限幅，可以仅在预期脉冲的时间使能检测器140。例如，在例举的实施例中，如上详细所述，每个脉冲具有NRZ信号瞬变时间之间的时间的1/9的持续时间。在自前一载波脉冲(表示后沿)NRZ信号瞬变之间的时间的8/9，收到一个载波脉冲之后，后面的脉冲被期望仅在自那个脉冲起的NRZ，信号瞬变之间的时间的9/9(无瞬变)或10/9(前沿)出现。同样，在自前一载波脉冲(表示前沿)NRZ信号瞬变之间的时间的10/9，收到一个载波脉冲之后，后面的脉冲被期望仅在自那个脉冲起，NRZ信号瞬变之间的时间的8/9(后沿)或9/9(无瞬变)出现。检测器140仅在预期载波脉冲时，以及仅在期望的脉冲的持续时间的时间左右，需要被使能。
如图3中160所示的窗口定时器具有连接至检测器140的状态输出端的输入端，和连接至检测器140的使能输入端的输出端。窗口定时器160监视来自检测器140的信号并仅当预期载波脉冲时，以及仅在该脉冲的持续时间的时间左右，使能该检测器。
在例举的实施例中，调制信号中的能量主要位于比特速率的0.44(8/18)倍和0.56(10/18)倍之间，并因此具有比特速率的0.11倍的带宽。这导致通过该带宽的数据速率增加9倍。用本领域的技术人员将易懂的折中和限制，通过改变编码时钟与比特速率的比率容易地实现其它的压缩比率。
上述系统可在发射机和接收机中，用比M-ary PSK或QAM调制技术更简单的电路实现。更具体地，在接收机中，提取调制信号之后，可使用既便宜又节省功率的限幅放大器(例如130)。同样，可用标称快速可编程逻辑器件(PLD)执行NRZ信号的编码和解码。这样的器件相对便宜(目前1到2美元)。另外，在该系统中，没有符号间干扰，于是不需要波形整形。另外，除了时钟恢复环，不需要跟踪环。
因为如上所述，仅在比特边界发生载波发送而且在整个比特周期不持续，可在接收机中使用时间窗口以仅在期望脉冲时检测所接收的载波脉冲。因此，本系统没有多径问题。
上述调制技术的一个应用是同时发送CD质量的数字音乐和FM单声道和立体声广播音频信号。图4是有助于理解图1和图2中所示的该调制技术的应用的频谱图。图4a例举了在美国FM广播信号的功率包络。在图4a中，水平线表示频率，并表示介于大致88MHz和107MHz之间的VHF频带的一部分。垂直方向表示信号强度。示出了两个相邻广播信号频谱的允许包络。每个载波被示出为垂直箭头。围绕每个载波是承载该载波上调制的广播信号FM的边带。
在美国，FM广播台在100kHz载波内的边带中，可全功率广播单声道和立体声音频。在图4a中，不带阴影线部分示出这些边带。广播器可广播在从100kHz至200kHz的边带中的其它信息，但在该频带内发送的功率必须为比全功率低30dB。带阴影线部分示出这些边带。相邻站(同一地理区域内)必须被分离至少400kHz。
在图4b的频谱图中，例举了图4a中的低频广播信号的载波之上的上边带。在图4b中，垂直方向表示调制百分比。在图4b中，在0至15kHz边带中，以90％的调制电平发送单声道音频信号L+R。在38kHz的抑制副载波频率左右，以45％的调制电平发送L-R音频信号，作为双边带抑制载波信号。下边带(lsb)从23kHz到38kHz，以及上边带(usb)从38kHz到53kHz。19kHz的导频音(抑制载波的频率的一半)也被包括在主要载波周围的边带中。这样，主要载波周围的上边带(图4b)和下边带(未示出)中的47kHz(即，从53kHz到100kHz)仍可用于广播器以全功率广播附加信息。如上所述，从100kHz到200kHz发送的功率必须低于全功率30dB。
使用上述如图1和图2所示的调制技术，可在小于20kHz的带宽内，编码并发送包含MP3 CD质量音频信号的128千比特每秒(kbps)的信号。该数字音频信号(例如)可被置于上边带内的53kHz至100kHz中，并如图4b所示，作为副载波信号随同定期的广播立体声音频信号一起发送。在图4b中，该数字音频信号是上述中心在70kHz的SSB信号，并覆盖大致从60kHz至80kHz。该信号是位于100kHz的主载波内并因此以全功率被发送。
图5是具有根据上述参考图1至图3描述的调制技术实现的带内信道上数字发送信道的FM广播发射机的方框图。图5中，与图1中所示相同的元件被包括在标以图1的虚线长方形中，被标以相同的标号并在下面不再详述。如参考图1和图2所述，编码器10、微分器20、电平检测器25、混频器30、振荡器40和BPF 50的组合产生表示数字输入信号(图2的NRZ)的SSB相位或频率调制的信号(图2的CARR)。BPF 50的输出端被连接至放大器60的输入端。放大器60的输出端被连接至第二混频器70的第一输入端。第二振荡器80被连接至第二混频器70的第二输入端。第二混频器70的输出端被连接至第一滤波器/放大器260的输入端。第一滤波器/放大器260的输出端被连接至信号组合器250的第一输入端。
广播基带信号处理器210的输出端被连接至第三混频器220的第一输入端。第三振荡器230被连接至第三混频器220的第二输入端。第三混频器220的输出端被连接至第二滤波器/放大器240的输入端。第二滤波器/放大器240的输出端被连接至信号组合器250的第二输入端。信号组合器250的输出端被连接至功率放大器270的输入端，该功率放大器270被连接至发送天线280。
操作中，编码器10接收表示数字音频信号的数字信号。在优选实施例中，该信号是适应MP3的数字音频信号。更具体地，该数字音频数据流被使用里德-索罗门(RS)码进行前向纠错(FEC)编码。然后该FEC编码后的数据流被分组。该分组后的数据流然后被图1所示的电路压缩为SSB信号，如上面详细所述。
振荡器40所产生的信号的频率被选择为10.7MHz，所以，来自编码器10的数字信息被调制在10.7MHz的中心频率左右。调制频率可为任何频率，但是被更实际地选择以便相应于现有低费用BPF滤波器的频率。例如，典型BPF滤波器具有6MHz、10.7MHz、21.4MHz、70MHz、140MHz等的中心频率。在例举的实施例中，选择10.7MHz作为调制频率，以及BPF 50被实现作为现有10.7MHz滤波器的一个。来自BPF 50的滤波后的SSB信号被放大器60放大，并由第二混频器70和第二振荡器80的组合进行上变频。在例举的实施例中，第二振荡器80产生77.57MHz的信号以及SSB被上变频为88.27MHz。该信号被第一滤波器/放大器260滤波并放大。
广播基带信号处理器210均以公知方式，接收立体声音频信号(未示出)并执行形成基带复合立体声信号所需的信号处理，该基带复合立体声信号包括在基带的L+R信号，在(抑制的)38kHz载波频率的双边带抑制载波L-R信号和在19kHz的导频音。该信号然后被调制到在FM台的分配频率的载波信号上。第三振荡器230产生在分配的广播频率的载波信号，在例举的实施例中，该广播频率是88.2MHz。第三混频器220产生用如图4b所示的基带复合单声道和立体声音频信号调制的调制信号。在88.2MHz的载波频率，并带有如图4b所示标准广播音频边带的该调制信号然后被第二滤波器/放大器240滤波并放大。该信号与来自第一滤波器/放大器260的、在88.27MHz中心频率的SSB调制数字信号组合，以形成复合信号。该复合信号因此包括在88.2MHz载波上调制的标准广播立体声音频边带和载波(88.27MHz)上，载有中心位于70kHz的数字音频信号的SSB调制信号，如图4b所示。该复合信号然后被功率放大器270进行功率放大，并提供给发送天线280，用于至FM无线接收机的传输。
图6是能够接收被图5所示的FM广播发射机调制的信号的FM广播接收机的方框图。图6中，与图3所示相同的那些元件被标以图3的虚线方框包围，被标以相同的标号并不再详细描述。图6中，接收天线302被连接至RF放大器304。RF放大器304的输出端被连接至第一混频器306的第一输入端。第一振荡器308的输出端被连接至第一混频器306的第二输入端。第一混频器306的输出端被连接至BPF 310和可调谐BPF 110的各自输入端。BPF310的输出端被连接至中频(IF)放大器312的输入端，该中频放大器312可为限幅放大器。IF放大器312的输出端被连接至FM检测器314的输入端。FM检测器314的输出端被连接至FM立体声解码器316的输入端。
操作中，RF放大器304接收并放大来自接收天线304的RF信号。第一振荡器308产生在98.9MHz的信号。第一振荡器308和第一混频器306的组合将88.2MHz主载波信号下变频为10.7MHz，以及将SSB数字音频信号从88.27MHz下变频为10.63MHz。BPF 310以公知方式在10.7MHz左右仅通过53kHz FM立体声信号边带(L+R和L-R)。IF放大器312放大该信号并将其提供给FM检测器314，该FM检测器314产生基带复合立体声信号。FM立体声解码器316以公知方式，解码该基带复合立体声信号，以产生表示发送的音频信号的单声道和/或立体声音频信号(未示出)。
在例举的实施例中，可调谐BPF 110被调谐至10.63MHz的中心频率，并在该频率左右仅通过20kHz数字音频信号。在例举的实施例中，BPF 110的通带覆盖从10.53MHz至10.73MHz。BPF 110、积分器120、限幅放大器130、检测器140、解码器150和窗口定时器160的组合进行操作，以参考图3所述的方式提取调制的数字音频信号并解调和解码该信号，以再现该数字音频信号。来自解码器150的数字音频信号以合适的方式被进一步的电路(未示出)处理，以产生相应于发送的数字音频信号的音频信号。更具体地，该信号被拆分(depacketize)，并检测和校正发送过程中被引入的任何差错。该校正后的比特流然后以公知方式，被转换为立体声音频信号。
上述实施例提供了1024 QAM系统的等效压缩性能。然而，实际上，由于校正由紧密的星座间隔所导致的噪声和多径符号间干扰的困难，QAM系统被限于256 QAM左右。由于窄和宽间隔，上述系统不具有ISI问题。简言之，可在更窄带宽的信道内发送更高数据速率，而没有如QAM的其它技术所带来的问题。
回来参考图2，在CARR信号中，可看出，在不发送载波信号的过程中，在载波脉冲间具有相对宽的间隔。这些间隔可被进一步利用。图7是有助于理解可利用这些间隔的调制器的操作的CARR信号的更详细的波形图。如上所述，在图1所示的编码器10中，编码时钟信号具有NRZ信号的比特周期的1/9的周期。图7中的虚线垂直线表示编码时钟信号周期。图7中，比特周期被例举为从时间t1至时间t10，以说明在一个比特周期中有九个时钟周期。然而，该比特周期不一定与NRZ输入信号时间对准，并将最可能相对于NRZ信号被延迟。
载波脉冲允许的时间位置由虚线长方形表示。载波脉冲可在前一个之后8、9或10个时钟脉冲发生。因此，载波脉冲可发生在三个相邻时钟周期的任何一个中。假定载波脉冲A距离前一脉冲8个时钟脉冲，假定载波脉冲B距离前一脉冲9个时钟脉冲，以及假定载波脉冲C距离前一脉冲10个时钟脉冲。
如上所述，当载波脉冲距离前一脉冲(A)8个时钟脉冲时，这表示NRZ信号中的后沿，并可立即仅跟随一个表示NRZ信号中无变化的9时钟脉冲间隔(D)，或跟随表示NRZ信号中的前沿的10时钟脉冲间隔(E)。同样，当载波脉冲是距离前一脉冲(C)10个时钟脉冲时，这表示NRZ信号中的后沿，并仅可立即跟随表示NRZ信号中前沿的8时钟脉冲间隔(E)，或表示NRZ信号中无变化的9时钟脉冲间隔(F)。当载波脉冲是距离前一脉冲(B)9个时钟脉冲时，表示NRZ信号中无变化，并可立即跟随表示NRZ信号中的后沿的8时钟脉冲(D)，或表示NRZ信号中无变化的9时钟脉冲(E)，或表示NRZ信号中前沿的10时钟脉冲(F)。所有这些例举于图7中。明显的，对于一个NRZ比特周期中的9个编码时钟周期，由三个相邻时钟周期(t1-t4)的一个组成的比特周期的第一间隔可以潜在地包含一个载波脉冲，而由其它6个时钟周期(t4-t10)组成的第二间隔不能含有载波脉冲。
在CARR信号(t4-t10)中不产生载波脉冲的间隔中，可在载波信号上调制其它辅助数据。如图7中的具有垂直阴影的园角长方形(AUX数据)所示。在该间隔左右保持两个保护周期Δt，第一个位于比特周期中最后一个潜在载波脉冲(C)之后，第二个位于下一比特周期中下一个后续潜在载波脉冲(D)之前，以最小化载有数字音频信号的载波脉冲(A)至(F)和载有辅助数据的载波调制(AUX数据)之间的潜在干扰。
图8是可实现在调制编码数据流中包括辅助数据的调制系统的实施例的方框图。图8中，与图1所示相同的元件被标以相同的标号并在下面不再详细描述。图8中，辅助数据(AUX)源(未示出)被连接至先入先出(FIFO)缓冲器402的输入端。FIFO缓冲器402的输出端被连接至多路复用器404的第一数据输入端。多路复用器404的输出端被连接至混频器30的输入端。电平检测器25的输出端被连接至多路复用器404的第二数据输入端。编码器10的定时输出端被连接至多路复用器404的控制输入端。
在例举的实施例中，假定辅助数据信号直接调制载波信号。本领域的技术人员将理解如何编码和/或准备信号以用最适合该信号的特性的方式调制载波。另外，在例举的实施例中，假定辅助数据信号是数字形式。然而这不是必须的。该辅助数据信号也可为模拟信号。
在操作中，编码器10包括内部定时电路(未示出)，控制脉冲的相对定时。该定时电路可以本领域技术人员理解的方式被修改，以产生一个信号，该信号在CARR信号中可能发生潜在脉冲时，在t1至t4的三个相邻编码时钟周期具有第一状态，而在剩余编码时钟周期t4至t10具有第二状态。该信号可被用于控制多路复用器404，以当可能发生脉冲时，在周期t1至t4，把电平检测器25的输出端连接至混频器30的输入端，否则在t4至t10，把FIFO缓冲器402的输出端连接至混频器30。在周期t1至t4，当电平检测器25的输出端被连接至混频器30时，图8的电路如图1所示配置，并如上述详细描述地操作。
在周期(t4+Δt至t10-Δt)，当FIFO缓冲器402被连接至混频器30时(考虑保护带Δt)，来自FIFO缓冲器402的数据调制来自振荡器40的载波信号。该FIFO缓冲器402进行操作，以接收恒定比特速率的数字辅助数据信号，并当可能产生载波脉冲(A)-(C)时，在时间周期t1至t4缓冲该信号。当将要发送辅助数据时，FIFO缓冲器402在时间周期(t4+Δt至t10-Δt)，把存储的辅助数据提供给混频器30，作为更高比特速率的突发脉冲串。通过CARR信号的辅助数据的突发脉冲串的网络吞吐量必须与来自辅助数据信号源(未示出)的辅助数据的恒定网络吞吐量匹配。本领域技术人员将理解，如何以公知的方式匹配吞吐量，也知道如何防备过载和欠载。
图9是可以接收由图8所示的系统产生的信号的接收机的方框图。图9中，与图3所示相同的元件被标以相同的标号，并在下面不再详述。图9中，检测器140的输出端被连接至可控开关406的第一输入端。可控开关406的第一输出端被连接至解码器150的输入端，可控开关406的第二输出端连接至FIFO 408的输入端。FIFO 408的输出端产生辅助数据(AUX)。窗口定时器160的输出端被连接至可控开关406的控制输入端，而不是如图3所示的连接至检测器140的使能输入端。
操作中，图9中的检测器140一直使能。来自窗口定时器160的窗口信号相应于由图8的编码器10产生的定时信号。窗口信号在可能潜在出现载波脉冲(A)-(C)的周期(t1-t4)期间，具有第一状态，在其余周期(t4-t10)，具有第二状态。在可能潜在出现载波脉冲(A)-(C)的周期(t1-t4)期间，窗口定时器160控制可控开关406连接检测器140至解码器150。该配置与图3所示的相同，并如上详细所述操作。
在剩余周期(t4-t10)中，检测器140被连接至FIFO 408。在该周期内，调制的辅助数据被解调并提供给FIFO 408。FIFO 408以相应于FIFO 402(图8的)的方式，接收来自检测器140的辅助数据突发脉冲串，并产生恒定比特速率的辅助数据输出信号AUX。该辅助数据信号表示作为用于调制载波而编码的辅助数据。可需要进一步的处理(未示出)以把接收的辅助数据信号解码为需要的格式。
根据本发明的原理，插入至载波信号中的辅助数据是另一组表示第二、独立、高数据速率信号的载波脉冲。在一些实现中，可包括多于一组的表示多于一个相应的高数据速率信号的载波脉冲，作为辅助数据。在例举的实施例中，两个附加高数据速率信号被包括在信道中，用于整个三个数据信号。
图10中，每条水平线示出表示高数据速率信号的载波脉冲的定时。上面被标以DATA 1(数据1)的线示出了表示第一高数据速率信号DATA 1的载波脉冲的定时。与图7相似。图10中的第二条线示出了表示第二高数据速率信号DATA 2(数据2)的载波脉冲的定时，以及图10中的第三条线示出了表示第三高数据速率信号DATA 3(数据3)的载波脉冲的定时。如可看出的，表示第一数据信号DATA 1的载波脉冲位于从时间t1至t4的间隔中的时钟周期的一个内，表示第二数据信号DATA 2的载波脉冲位于从时间t4至t7的间隔中的时钟周期的一个内，以及表示第三时间信号DATA 3的载波脉冲位于从时间t7至t10的间隔中的时钟周期的一个内。如图10的下部所示，来自所有数据信号DATA 1、DATA 2和DATA 3的载波脉冲被组合为单一载波信号CARR。该单一载波信号因此可以通过单一信道发送三个独立的高数据速率信号。
本领域技术人员将理解，如上详细所述，作为载波脉冲表示的每个数据信号在包含三个相邻编码时钟周期的比特周期内需要一个时间间隔。在例举的实施例中，每个比特周期中有九个编码时钟周期，所以可以同时载有至多三个数据信号。更普遍地，需要一个比特周期内的3ùS编码时钟周期来同时编码S个数据信号。本领域技术人员还将进一步理解，不是比特周期内的每个编码时钟周期需要被利用来编码数据信号。例如，在例举的实施例中，可同时编码两个数据信号。三个相邻编码时钟周期的第一间隔被分配给第一信号，以及与分配给第一信号的那些不重叠的三个相邻编码时钟周期的第二间隔，被分配给第二信号。剩余三个编码时钟周期留下未用，或分配给图7所示的辅助数据。本领域技术人员将理解，用于编码各个数据信号的编码时钟不需要相同、具有相同周期或时间对准，只要出现表示各个信号的载波脉冲的时间间隔不重叠。
图11是根据本发明，可以经过单一信道同时发送三个高数据速率信号的发射机的方框图。图11相应于图8。与图8相同的元件被标以相应的包含并在下面不再详细描述。图11中，各个输入端DATA 1、DATA 2和DATA 3被连接至相应的高数据速率信号源(未示出)。第一输入端DATA 1通过顺序连接的编码器10(1)、微分器20(1)和电平检测器25(1)，被连接至多路复用器404′的第一输入端。第二输入端DATA2通过顺序连接的编码器10(2)、微分器20(2)和电平检测器25(2)，被连接至多路复用器404′的第二输入端，以及第三输入端DATA 3通过顺序连接的编码器10(3)、微分器20(3)和电平检测器25(3)，被连接至多路复用器404′的第三输入端。多路复用器404′的输出端被连接至混频器30的输入端。
操作中，编码器10(1)、微分器20(1)和电平检测器25(1)产生三电平信号，相应于图2中的信号LEVEL，并详细如上所述，表示第一高数据速率信号DATA 1。同样，编码器10(2)、微分器20(2)和电平检测器25(2)产生表示第二高数据速率信号DATA 2的三电平信号，以及编码器10(3)、微分器20(3)和电平检测器25(3)产生表示第三高数据速率信号DATA 3的三电平信号。各个三电平信号的脉冲的定时由系统定时电路(未示出)控制，以如图10所示发生。本领域技术人员将理解如何设计并实现这样的定时电路。多路复用器404′组合三电平脉冲为单一的三电平信号，其具有图10底端信号CARR中所示的定时。在混频器30中，该组合信号然后被用于调制来自振荡器40的载波信号。如上所述，所得的载波信号在BPF 50中被滤波以形成SSB信号。
高数据速率信号DATA 1、DATA 2和DATA 3的定时可以不同步，和/或包括彼此的定时抖动。为补偿这些条件，图11中虚线所示的各个FIFO缓冲器27(1)、27(2)和27(3)被连接在各个电平检测器(25(1)、25(2)、25(3))和多路复用器404′的相应输入端之间。该FIFO缓冲器27(1)、27(2)和27(3)均以公知方式操作以补偿输入信号DATA 1、DATA 2和DATA 3之间的数据速率中的差以及混频器30所产生的载波信号CARR的定时。
图12是根据本发明的能够接收由图11所示的发射机产生的调制信号、并再现三个高数据速率信号DATA 1、DATA 2和DATA 3的接收机的方框图。图12相应于图9。图12中，与图9相同的元件被标以相同的标号，并在下面不再详细描述。图12中，检测器140的输出端被连接至可控开关406′的输入端。可控开关406′的第一输出端被连接至第一解码器150(1)的输入端。第一解码器150(1)的输出端被连接至输出端DATA 1。可控开关406′的第二输出端被连接至第二解码器150(2)的输入端。第二解码器150(2)的输出端被连接至输出端DATA 2，以及可控开关406′的第三输出端被连接至第三解码器150(3)的输入端。第三解码器150(3)的输出端被连接至输出端DATA 3。
操作中，检测器140产生与由(图11)的多路复用器404′所产生的复合三电平信号(图10的CARR)相应的信号。在从时间t1至t4的间隔中，可控开关406′把检测器140连接至第一解码器150(1)，在从时间t4至t7的间隔中，可控开关406′把检测器140连接至第二解码器150(2)，以及在从时间t7至t10的间隔中，可控开关406′把检测器140连接至第三解码器150(3)。控制电路(未示出)产生控制信号，用于控制可控开关406′如上述操作。本领域技术人员将理解如何设计并实现这样的控制电路。
第一解码器150(1)在从时间t1至t4的间隔中，接收三电平信号，相应于图10中的DATA 1。第一解码器150(1)以公知方式处理该信号，再生第一NRZ信号DATA 1。同样，第二解码器150(2)从图10的三电平信号DATA2，再生第二NRZ信号DATA 2，以及第三解码器150(3)从图10的三电平信号DATA 3，再生第三NRZ信号DATA 3。
权利要求
1.一种数字数据调制方法，其特征在于，包括以下步骤提供多个具有公共数据比特周期的数字数据信号；使用可变脉宽码编码所述多个数字数据信号的每一个，该可变脉宽码具有在所述数据比特周期内的各个非重叠间隔中出现的边沿；产生表示编码的多个数字数据信号的相应一个的边沿的各个脉冲；以及产生具有相应于所述各个脉冲的载波脉冲的载波信号。
2.一种数字数据调制器，其特征在于包括具有一个公共数据比特周期的多个数字数据信号源(DATA1，DATA2，DATA3)；多个编码器(10(1)，10(2)，10(3))，每个使用可变脉宽码编码多个数字数据信号中相应的一个，所述可变脉宽码具有在所述数据比特周期内的各个非重叠间隔中出现的边沿；多个脉冲信号发生器(20(1)，25(1)，20(2)，25(2)，20(3)，25(3))，每个产生表示编码的多个数字数据信号中相应一个的边沿的各个脉冲；载波信号发生器(30，40)，用于产生具有相应于所述各个脉冲的载波脉冲的载波信号。
3.如权利要求2所述的调制器，其特征在于，所述可变脉宽码是一种可变掩码。
4.如权利要求3所述的调制器，其特征在于，每个数字数据信号的边沿出现在各个间隔内的三个相邻周期的一个中。
5.如权利要求3所述的调制器，其特征在于数据信号源(DATA1，DATA2，DATA3)产生多个S数字数据信号；以及所述数据比特周期被分为多个至少3.S个编码时钟周期，每个编码时钟周期包括三个相邻编码时钟周期的S非重叠间隔；其中每个所述S数字数据信号的边沿出现在S非重叠间隔中的每一个中。
6.如权利要求2所述的调制器，其特征还在于，多路复用器(404′)被连接在多个脉冲信号发生器(20(1)，20(3)，25(1)，25(3))和载波信号发生器(30，40)之间，并在从选择的脉冲信号发生器发生脉冲时的间隔中，有条件地把从多个脉冲信号发生器中的选择的一个连接至载波信号发生器。
7.如权利要求6所述的调制器，其特征在于，还包括分别连接在多个脉冲信号发生器和多路复用器(404′)之间的多个先入先出(FIFO)缓冲器(27(1)，27(3))。
8.如权利要求2所述的调制器，其特征在于，多个编码器(10(1)，10(2)，10(3))的每一个产生具有前沿和后沿的编码数字数据信号；多个脉冲信号发生器(20(1)，20(3)，25(1)，25(3))的每一个响应于相应数字数据信号中的前沿，产生正向脉冲，以及响应于相应数字数据信号中的后沿，产生负向脉冲；载波信号发生器(30，40)产生具有响应于正向脉冲的第一相位和具有响应于负向脉冲的第二相位的载波脉冲。
9.如权利要求8所述的调制器，其特征在于，所述第一相位与第二相位完全180度异相。
10.如权利要求2所述的调制器，其特征在于，多个脉冲信号发生器的每一个包括微分器(20(1)，20(3))，连接到多个编码器中相应的一个；以及电平检测器(25(1)，25(2)，25(3))，连接至该微分器。
11.如权利要求2所述的调制器，其特征在于，所述载波信号发生器包括载波振荡器(40)；以及混频器(30)，具有连接至所述脉冲信号发生器的第一输入端和连接至载波振荡器的第二输入端。
12.如权利要求11所述的调制器，其特征在于，还包括一个连接至混频器(30)的输出端的带通滤波器(50)。
13.一种数字数据解调器，其特征在于包括包括连续比特周期的调制信号源(IN)，每个比特周期具有多个非重叠间隔，分别与连续比特周期中的相应间隔相关联，每个间隔包含一个载波脉冲，相对于其它相关间隔中的载波脉冲隔开，表示一个相应可变脉宽编码的数字数据信号；检测器(140)，用于解调所调制的信号以产生相应于所接收的载波脉冲的脉冲；多个解码器(150(1)，150(2)，150(3))，每个解码在所述比特周期内多个相关间隔的每一个中接收的脉冲，以产生相应的数字数据信号。
14.如权利要求13所述的解调器，其特征在于，还包括一个可控开关(406′)，具有连接至所述检测器(140)的输入端，和连接至多个解码器(150(1)，150(3))的相应解码器的多个输出端，所述可控开关在所述比特周期内的多个相关间隔的每一个中，有条件地把检测器(140)连接至相应的输出端。
15.如权利要求13所述的解调器，其中，可变脉宽码是一种可变掩码。
16.如权利要求13所述的解调器，其特征在于，所述载波脉冲具有第一相位和第二相位中的一个。
17.如权利要求13的解调器，其特征在于，所述第一相位与第二相位完全180度异相。
18.如权利要求13的解调器，其特征在于，在所述调制信号源和检测器之间，连接有带通滤波器(110)；积分器(120)；以及限幅放大器(130)。
19.一种数字数据调制器，其特征在于包括具有一个数据比特周期的第一数字数据信号源(DATA1)；第一编码器(10(1))，用于使用可变脉宽码编码所述第一数字数据信号，所述可变脉宽码具有在所述数据比特周期内的第一间隔中出现的边沿；第一脉冲信号发生器(20(1)，25(1))，产生表示编码的第一数字数据信号的边沿的各个脉冲；具有所述数据比特周期的第二数字数据信号源(DATA2)；第二编码器(10(2))，用于使用可变脉宽码编码所述第二数字数据信号，所述可变脉宽码具有在所述数据比特周期内的与所述第一间隔不重叠的第二间隔中出现的边沿；第二脉冲信号发生器(20(2)，25(2))，产生表示编码的第二数字数据信号的边沿的各个脉冲；载波信号发生器(30，40)，用于产生具有相应于所述第一间隔中的各个第一脉冲的载波脉冲和具有相应于所述第二间隔中的各个第二脉冲的载波脉冲的载波信号。
全文摘要
一种数字调制器(图11)，包括具有一个公共数据比特周期的多个数字数据信号源；多个编码器，每个使用可变脉宽码编码多个数字数据信号相应的一个；多个脉冲信号发生器，每个产生各个表示相应的数字数据信号的边沿的各个脉冲。一种数字数据解调器(图12)，包括包括连续比特周期的调制信号源，表示可变脉宽编码的数据。解调器解调所调制的信号以产生与所接收的载波脉冲相应的脉冲。
文档编号H03C3/00GK1454421SQ01815399
公开日2003年11月5日 申请日期2001年7月20日 优先权日2000年7月25日
发明者钱德拉·莫汉, 杰延塔·梅江达 申请人:汤姆森特许公司