专利名称：放大器电路、回转器电路、滤波器装置和放大信号的方法
技术领域：
本发明涉及一种放大器电路，至少包括一个连接到至少一个移相器部分的跨导装置，其中移相器部分具有一个可调相移和一个至少部分取决于输入信号频率的阻抗。
本发明还涉及至少包括上述放大器电路的电路和装置，例如回转器装置和滤波器电路。
放大器可以在，例如，用于集成IF滤波器装置的积分器和电容中实现。例如，从Rudy J.van de Plassche、Willy M.C.Sansen和Johan H.Huijsing的“analog circuit design，lower-powerlow-voltage，integrated filters，smart power(模拟电路设计，低功率、低电压，集成滤波器，自动电源)”，1994，ISBN0-7923-9513-1，已知实现跨导放大器装置和电容，以得到所需的滤波器装置传输特性。例如，跨导放大器装置可以用来实现滤波器装置的输出端阻抗。另外，两个跨导放大器装置可以用作一个回转器，即具有与负载阻抗的倒数成正比的输入阻抗的电子装置。因此，如果回转器的输出与一个电容连接，即如果负载阻抗是一个电容值，那么输入阻抗就具有电感的性质。这样，该回转器-电容电路就具有电感的特性，并具有取决于频率的阻抗。该特征在难以实现实际电感和实际电感实现起来很昂贵的集成电路技术中的使用尤其有用。
然而，问题在于，跨导放大器装置表现出依赖频率的传输特性。这可以导致使用了该跨导放大器装置的回转器装置或滤波器装置的特性偏离理想特性。此外，在滤波器装置中，放大器装置性能的频率依赖性还影响所需的滤波器频率通带以外的频率的衰减，甚至可以导致不稳定的滤波器系统。
此外，在多相滤波器中，多相IF滤波器的镜频抑制特性完全由具有不同相位的各支路的电路之间的匹配特性决定。这种匹配可以通过使用占有尽可能大的面积的晶体管在互补金属氧化物半导体(CMOS)拓扑结构中获得。因为跨导的截止频率与晶体管长度的平方成反比，所以晶体管的跨导放大倍数的频率依赖性主要取决于它们的长度。因此，在镜频抑制特性(由匹配特性决定)与回转器装置或滤波器装置的通带倾斜度和/或稳定性(由跨导级的过相移决定)之间需要一种折衷方案。
类似的问题对双极型拓扑结构的跨导放大器装置也存在。对一个双极型晶体管来说，放大器的非期望频率依赖性是由基极的非零电阻引起的。基极电阻的存在引起外部基极-发射极电压与内部基极-发射极电压之间的频率依赖性质，而晶体管的增益与内部基极-发射极电压成正比。就双极型晶体管的匹配而言，对大的晶体管面积，匹配特性较好。尽管等于基极电阻值与等效输入电容值之乘积的时间常数一般来说与缩放比例无关，但是如果晶体管被调整到一种更大的形式，对给定的集电极电流，基极-发射极结电容的影响就会增大。因此，这会导致，对给定的频率，跨导增益有更大的过相移。所以，对双极型装置，也必须在高频特性与匹配特性之间找到一种折衷方案。
本发明旨在消除或者至少缓和所描述的问题。所以，本发明的目的是提供一种具有改善的独立于频率的传输特性的放大器电路。因此，根据本发明，如上面所描述的放大器装置的特征在于使用时，所述可调相移被调整到实质上具有所述跨导装置的相移的相反值。
由于具有可调相移，积分器的相移可以被调整，以补偿跨导装置的频率依赖相移。因此，放大器的放大倍数将变得完全与频率无关，因而滤波器通带的倾斜度可以得到补偿。
此外，因为补偿的可调相移抵消了由过相移引起的滤波器极点向右半平面(RHP)的平移，所以可以避免稳定性问题。而且，因为不损害滤波器的稳定性就可以使用更大的晶体管尺寸以获得更好的匹配特性，所以滤波器的镜频抑制要求与稳定性要求之间更少需要权衡。此外，如果使用自动调谐系统(ATS)，它的时间常数调谐系统可以与已经可获得的滤波器装置的频率调谐系统结合。这种补偿需要的功耗很低，所以在相同水平的功耗下能得到更好的性能。
本发明的特定实施例在从属权利要求中提出。
本发明的更多详细内容、方面和实施例将在下面参照附图进行描述。
图1示出了根据本发明的放大器电路的实施例框图，其中放大器用作可调电阻。
图2至图6示出了电容-电阻电路的例子的电路，其中晶体管用作可调电阻。
图7示出了根据本发明的回转器装置的实施例的电路。
图8示出了根据本发明的多相滤波器装置的实施例的电路。
图9示出了具有用于根据本发明的放大器电路的自动调谐系统的例子的锁相环框图。
在这里所使用的表达电阻和电容，至少包括任何主要具有电阻或电容特性的装置或元件。图1示出了根据本发明的放大器电路A1的实施例的电路。该放大器电路包括具有两个输入接点Uin和两个输出接点Uout的跨导装置1。概括地说，跨导装置根据输入信号的电压在输出接点输出一个电流。跨导装置1将其输出接点Uout连接到移相器部分2。移相器装置2包括串联的可调电阻R和电容C，该串联的可调电阻R和电容C与跨导装置1的输出接点Uout并联。
可调电阻R是可以调整到一定电阻值的放大器装置R。放大器装置R具有一个输入接点Rin和两个分别为Rout1和Rout2的输出接点。在输出接点，按照箭头I1、I2所指的方向分别提供电流I1、I2。通常，电流I1、I2是相等的。通过在输入接点Rin施加一定的输入信号，控制输出接点Rout1、Rout2的输出信号，导致输出接点之间有一定的阻抗。因而，可以通过改变输入信号来改变阻抗。
跨导装置1根据输入接点之间的电压差输出一个输出电流。输出电流在数学上可近似为Iu＝gm·Ui(1)在这个等式中，Iu表示图1中箭头Iu所指方向上的输出电流，Ui表示施加在输入接点Uin之间的电压，gm表示跨导装置1的增益。
跨导放大器1的增益一般取决于在输入接点提供的信号的频率，并可以近似为gm＝g0/(1+jωτ)，其中g0表示跨导装置对具有大体为0Hz的频率的信号的跨导，ω表示输入信号的频率乘以2π，j为-1的平方根，τ为跨导的时间常数。如图1所示的放大器电路的电压传输可以用下面的数学公式描述
UoUi=gm(1jwC+R)]]>=g01+jwτ·1+jwRCjwC---(2)]]>在等式(2)中，Ui和Uo分别表示跨导装置1的输入接点之间和输出接点之间的电压差，R表示放大器装置R的电阻值，C表示图1中的电容C的电容量。
移相器装置2第一移相器接点21与第二移相器接点22之间的电压和流过移相器接点的电流之间具有一个相移ΔΦ。移相器接点21、22之间的电压Uo和电流Iu的关系在数学上可以描述为UoIu=1+jwRCjwC---(3)]]>在这个等式中，C表示电容C的电容量，j为-1的平方根，ω表示频率，Iu由图1中箭头Iu所指的方向定义，R表示放大器装置R的电阻值。
如同所解释的，放大器装置R的输出接点Rout1、Rout2之间的电阻值可以通过施加在输入接点Rin的信号来控制。因此，移相器部分2的相移也是可调的。电容C也可以是可调的，例如，可以是一个变容二极管装置。由于电阻和/或电容可调，所以相移可以被调整，以补偿跨导装置1的相移和/或其增益的频率依赖。
因此，移相器装置的时间常数，即电阻值和电容量的乘积，可以容易地加以调整，以使时间常数R*C实质上等于跨导装置1的时间常数τ。于是，最后所得到的放大器电路A1的总的传输特性可以用下面的数学公式来描述UoUi=gojwC---(4)]]>这是理想积分器的性质。
放大器的输入可以连接到一个控制装置，其中在控制装置中可以模拟跨导装置的特性。然后，如上面所解释的，该控制装置可以提供一个信号给放大器装置，以使放大器补偿跨导的变化。
放大器装置可以与跨导装置实质上相似或者相同。因此，放大器装置和跨导装置的特性将具有大体上相同的依赖性。所以不需要额外的手段去补偿，例如，由温度变化所引起的变化。
电阻的放大器装置，例如，可以是如场效应晶体管(FET)之类的晶体管装置。应该注意到，在该申请中术语“放大器”被理解为包括所有晶体管。如果可调电阻是一个晶体管装置，那么该放大器电路可以实现为一个单集成电路。在该晶体管与用于集成电路的其它装置中的晶体管，如跨导装置的晶体管之类，为相同类型时，这一点尤其合适。在此情况下，因为集成电路中的装置需要大体上相同的处理，所以集成电路的处理更简单。
图2至图6示出了连接到用作可调电阻装置的晶体管R的电容C的例子。在这些图中，场效应晶体管(FET)用作可调电阻，但是，也可以使用其它类型的晶体管。电阻接点Rout1、Rout2为FET的漏极和源极。FET的电阻值可以通过改变相对于装置衬底施加到FET的栅极Rin、Rin1、Rin2的电压来调整。从而，FET中源极与漏极之间的导电沟道被加宽或变窄，导致FET源极与漏极之间有更低或更高的电阻。因为漏-源连接与电容是串联的，所以没有DC电流流经电阻，因而功耗将基本为零或者至少很低。在图2至图6中，FET的源极、漏极、栅极之间的电压被这样设置，即使晶体管工作在三极管区。
在图2和图6中N型FET用作电阻，在图3和图4中使用了P型FET。在图5中，使用了互补FET。互补FET包括彼此反向并联的一个P型FET RF1和一个N型FET RF2。在图5中，FET的源极和漏极各与一个电容量为2C的电容连接。在图2至图6中，例如，FET可以用另一个放大器装置来代替。于是，放大器装置的电阻可以通过改变施加到放大器装置输入的电压或电流进行调整。
图7示出了包括根据本发明的放大器电路的回转器装置10。回转器装置10具有一个输入Uin和一个输出Uout。该回转器装置包括两个彼此首尾相连的跨导放大器101、102。放大器102的增益与放大器101的增益是相反的，即如果按照图7中箭头Iu所指的方向将输入信号施加到输入接点Ui，那么放大器102将输出一个方向与放大器101输出电流的方向相反的电流。
在回转器中，放大器101、102连接到一个包括串联的电容Ci和电阻Ri的移相器装置。电阻Ri为可调电阻，例如，如上面参照图1至图6所解释的，可以是连接到电容的FET，或者是放大器。
如果电阻Ri的阻值被这样设置，即使时间常数Ri*Ci实质上等于跨导101、102的时间常数τ，那么回转器的阻抗就等于理想电感的阻抗与放大器增益的乘积。放大器的增益还可以彼此相反且互为倒数。在此情况下，放大器102将输出一个具有相对于放大器11的输出电流的幅度而言等于一的幅度的电流，在这种情况下，回转器具有理想电感的阻抗。连接到回转器10的输入接点Ui的是一个包括串联的电阻R2和电容C2的RC电路。因此，在输入接点Ui看，图7中电路的阻抗实际上等于彼此并联的理想电感和理想电容的阻抗。
图8示出了多相IF滤波器。现在，片内实现通道选择性(低)IF滤波器或IF抗混叠滤波器成为普遍的做法。实际上，选择与正交混频器和多相IF滤波器结合的非零IF频率比传统的单混频器加IF滤波器的组合有很大的优点，因为它固有地抑制图象频率。该复合频率处理拓扑结构避免了在混频器前面的RF频率需要复杂的镜频抑制滤波器。镜频抑制水平完全取决于正交振荡器的精度和同相IF支路与正交IF支路之间的匹配。应该注意到，图8的滤波器是一个多相滤波器的例子，本发明可以用于其它类型的多相滤波器。
图8的滤波器装置具有两个彼此之间有一个相位差的支路i和q。在示出的例子中，假定相位差为90°。示出的滤波器装置具有两个同相输入接点Iin_i，有一个信号在该同相输入接点被提供，和两个移相输入接点Iin_q，在这个例子中有一个相同但具有90°相移的信号在该移相输入接点被提供。在同相输出接点Uout_i提供一个输出信号，在移相输出接点Uout_q提供一个相同但具有90°相移的输出信号。相对应的接点通过分别为R5至R8的电阻互相连接。同相输入接点Iin_i通过一个回转器12和两个移相器装置F1、F2与同相输出接点Uout_i连接。回转器12可以与图7的回转器装置类似。回转器装置12的输入接点和输出接点分别与包括串联的电容与电阻的移相器装置F1和F2并联。移相输入接点Iin_q和移相输出接点Uout_q以类似的方式与回转器装置14和移相器F3、F4连接。同相支路i和移相支路q通过分别连接到输入接点Iin_i、Iin_q和输出接点Uout_i、Uout_q的回转器11和13彼此连接。由于移相器部分F1至F4具有可调的相位补偿，使具有移相器的回转器装置的性能更像理想电感，所以滤波器具有改善的性能。
因为需要的仅有元件为晶体管、电阻和电容，所以示出的滤波器装置对在单集成电路中的实现尤其合适。此外，因为利用晶体管和电容模拟电感，所以集成电路可以相对较小并具有低功耗。因此，该电路对具有有限电源的应用尤其合适，诸如移动电话和蓝牙装置之类。
实际上，跨导装置增益的频率依赖性可能不是足够精确地已知的，例如，由于在电子电路模拟器中性能模拟得不好。还有，处理电子电路之后，装置特性的分布范围通常很大，所以特定装置的性能预测起来很复杂。在图9的电路中，示出了一种自动调谐系统(ATS)，用于将可调电阻-电容电路的时间常数与跨导装置的时间常数τ进行匹配，从而获得电阻-电容电路的时间常数与跨导电路的时间常数之间的精确一致性。构成ATS的元件用虚线表示。应该注意到，示出的ATS只是控制系统的一个例子，其它的控制系统同样可用来控制根据本发明的放大器电路中可调电阻的电阻值。
图9的ATS部分集成在一个该技术领域一般已知的锁相环(PLL)200中。PLL200具有PLL输入201和PLL输出202、203。PLL200包括相位检测器204、低通滤波器205、压控振荡器(VCO)206，限幅装置208和分频器207。在PLL输入201可以提供一个具有参考频率(fref)的输入信号。在此情况下，PLL在PLL输出202、203提供一个具有输出频率(fout)的VCO信号。在PLL输出202、203提供VCO信号，但是输出之间有一个相位差。VCO信号由VCO206根据VCO输入信号的电压产生。如果PLL200为锁定状态，那么输出频率fout等于参考频率fref乘以一个分频系数Nfout＝N·frefVCO输出信号频率fout由分频器207按照分频系数N分频。这产生一个具有分频频率fdiv的信号，fdiv等于fdiv=foutN]]>利用检测器204，将具有分频频率fdiv的信号与具有参考频率fref的输入信号进行比较。相位检测器204输出一个基于分频频率fdiv与参考频率fref之间的相位差值的差分信号。该差分信号通过滤波器205进行低通滤波，并用作控制VCO206的振荡的VCO输入信号。
图9的ATS包括PLL的压控振荡器装置(VCO)206。概括来说，VCO是产生具有一定频率的信号的振荡装置，而该频率取决于施加在VCO输入的电压。在图9中，VCO为用于滤波器的回转器装置的复制，例如，可以是如图7所示的回转器装置。用于VCO回转器的放大器电路可以与用于将由ATS控制的放大器电路中的跨导类似。
在图9的例子中，滤波器205的输出与根据本发明的放大器装置8的跨导装置连接，该跨导装置未示出。这样，滤波器205的输出控制跨导装置的跨导增益。滤波器205的输出还控制VCO的振荡频率，例如，通过控制回转器中跨导装置的增益来控制包括根据本发明的回转器电路的VCO的振荡频率。VCO206的输出与相位补偿处理器(PC)装置71连接，其中PC装置提供一个输出信号，该输出信号可以用来控制可调电阻的电阻值，例如通过控制可调电阻中放大器的增益来进行控制。在示出的例子中，PC装置71的输出信号还被反馈到VCO206，以控制充当VCO的回转器的可调电阻中放大器的增益。
根据本发明的回转器装置或多相滤波器可以利用ATS来控制，以代替放大器电路8。此外，ATS(的部分)可以与滤波器的调谐环(的部分)结合，该调谐环在滤波器装置中通常是已经存在的。所以，额外需要的功耗被减至最小。而且，ATS可以是单机的，即不是部分集成在PLL中。
有利地，根据本发明的放大器电路或根据本发明的IF滤波器可以用于电子装置中，以利用有限的电源接收无线电信号。这些电子装置，例如，可以是由电池供电的收音机、移动电话或通过蓝牙协议通信的装置，诸如通过蓝牙链接与局域网通信的膝上计算机或通过蓝牙链接与计算机通信的掌上电脑之类。
权利要求
1.一种放大器电路，至少包括至少一个连接到至少一个具有可调相移和至少部分取决于输入信号频率的阻抗的移相器部分的跨导装置，其中使用时，所述可调相移被调整到实质上具有所述跨导装置的相移的相反值，其中所述移相器部分至少包括至少一个电容装置和至少一个可调电阻装置，所述可调电阻装置至少包括一个放大器装置，具有至少一个接收电阻值控制信号的输入接点；至少一个连接到至少一个所述电容装置的第一输出接点；和至少一个连接到所述跨导装置的第二输出接点；和，其中所述放大器电路还包括提供所述电阻值控制信号给所述输入接点的控制装置。
2.如权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，可调电阻装置中的所述放大器装置与所述跨导装置实质上等效。
3.如前述权利要求中任一权利要求所述的放大器电路，其特征在于，所述跨导装置是晶体管装置。
4.如权利要求1至3中任一权利要求所述的放大器电路，其特征在于，可调电阻装置中的所述放大器装置是晶体管装置。
5.如权利要求3或4所述的放大器电路，其特征在于，至少一个所述晶体管装置是金属氧化物半导体场效应晶体管。
6.如权利要求1至5中任一权利要求所述的放大器电路，其特征在于，所述控制装置至少包括一个压控振荡器。
7.如权利要求6所述的放大器电路，其特征在于，控制装置系统还包括放大器装置。
8.如权利要求7所述的放大器电路，其特征在于，压控振荡器电路至少包括至少两个与所述跨导装置实质上类似的振荡器跨导装置。
9.一种回转器电路，至少包括至少一个如前述权利要求中任一权利要求所述的放大器电路和至少一个放大器装置，所述放大器装置具有一个连接到所述放大器电路中的跨导装置的输出接点的输入接点，和所述放大器装置具有与所述放大器电路中的放大器装置的增益的倒数大体上相等的增益。
10.一种滤波器装置，至少包括至少一个同相输入，至少一个连接到所述同相输入、如权利要求9所述的回转器装置，和至少一个连接到所述回转器装置的同相输出。
11.如权利要求10所述的滤波器装置，还包括至少一个移相输入，至少一个连接到所述移相输入、如权利要求9所述的回转器装置，和至少一个连接到所述回转器装置的移相输出。
12.如权利要求11所述的滤波器装置，还包括至少一个连接到所述同相输入和所述移相输入的第一回转器装置和至少一个连接到所述同相输出和所述移相输出的第二回转器装置。
13.一种放大输入信号的方法，至少包括根据输入信号的电压产生一个信号电流；调整电阻装置的相移，使之大体上具有在所述产生步骤中产生的所述信号电流的相移的相反值，所述电阻装置具有一个可调相移和一个至少部分取决于输入信号频率的阻抗；提供所述信号电流到电容装置；和提供电流给所述电阻装置。
全文摘要
一种放大器电路，包括连接到移相器部分的跨导装置。移相器部分具有一个可调相移和一个至少部分取决于输入信号频率的阻抗。使用时，该可调相移被调整到大体上具有跨导装置的相移的相反值。在一个实施例中，移相器部分包括电容装置和可调电阻装置，其中可调电阻装置包括具有接收电阻值控制信号的输入接点、连接到电容装置的第一输出接点和连接到跨导装置的第二输出接点的放大器装置。放大器电路还包括将所述电阻值控制信号提供给放大器装置的输入接点的控制装置。
文档编号H03H11/08GK1628411SQ02829075
公开日2005年6月15日 申请日期2002年6月3日 优先权日2002年6月3日
发明者J·W·T·埃肯布勒克 申请人:艾利森电话股份有限公司