逼近理想化信噪比的方法和置换式a/d及d/a转换器的制作方法

专利名称：逼近理想化信噪比的方法和置换式a/d及d/a转换器的制作方法
技术领域：
本发明属于数字通信和模数转换器范畴(以下，本文将模数转换器简称为ADC)。
目前，通信系统采用压扩编码，比如语音通信采用A压缩律和μ压缩律的8位压扩编码，其信噪比曲线分别为

图1中1和2，并非理想的信噪比曲线。那么，理想的信噪比曲线应该为什么形状呢？设理想的信噪比曲线应该满足信噪比不随模拟输入信号幅度和概率密度分布而改变，即信噪比为等于常数的水平线3，而且要尽量向上移和尽量向右延伸。
而实现压扩编码的电路，目前采用的是逐次逼近式ADC，它比并行ADC慢两个数量级，目前的并行ADC不能实现理想的压扩编码。
本发明的目的是提出一种准理想的压缩曲线(以下简称AS曲线)和实现方法，使经过AS压缩的模数转换信号，能够使信噪比逼近理想信噪比曲线；在此基础上具体提出置换式分级并行A/D转换器(以下简称置换式ADC)以及置换式分级并行D/A转换器(以下简称置换式DAC)，实现AS压扩的目的。
先介绍有关AS压缩律原理的附图图1——A压缩律、μ压缩律和AS压缩律的8位压扩编码信噪比曲线图。其中A压缩律信噪比曲线为-1，μ压缩律信噪比曲线为-2，AS压缩律信噪比曲线为-3。
图2——8位全并行直接转换式ADC的正半部分图(负半部分没画)。
图3——压缩特性局部图。
图4——20log V/v1＝80时8位AS压缩律信噪比曲线图。此AS压缩律信噪比曲线为-4。
图5——模拟输入信号幅度的概率密度分布p(u)图。p(u)为-5。
图6——用p(u)对AS信噪比曲线的修正图。修正曲线为-6。
附图7～图16在原理介绍和实施例中给出说明。
本发明的原理、实施例和特征，分为8个小标题引出的内容逐步介绍。
1.理想压缩曲线(观点一)的分析目前，语音通信采用A压缩律和μ压缩律的8位压扩编码，其信噪比曲线分别为图1中1和2，并非理想的信噪比曲线。那么，理想的信噪比曲线应该为什么形状呢？有两种观点，观点一认为应该满足信噪比不随模拟输入信号幅度u和概率密度分布p(u)而改变，即理想的信噪比曲线应该为等于常数的水平线3(比如从工程的角度来说，实现当20log V/u∈(0，60)时，信噪比为大于26dB的水平线就可以满意了，而置换式ADC得到的结果将高达36dB。)，而且要尽量向上移和尽量向右延伸。观点二认为应该分两步①、得到信噪比曲线等于常数的水平线4(图4)，这只是“准理想曲线”；②、在“准理想曲线”的基础上，再考虑p(u)(图5)对信噪比的影响。显然，如果将p(u)大的区间提高信噪比，而将p(u)小的区间合理的降低信噪比(图6)，虽然在整个有效区间的信噪比平均值不变，但是信噪比加权值变得更大了。
首先讨论观点一。
我们必须回答以下三个问题①、选择什么类型的ADC能够实现AS转换(逐次比较型？积分型？并行型？)。②、在选定ADC类型的前提下，如何从理论上构造理想的压缩特性曲线。③、如何具体确定ADC的结构。
实际上，逐次比较型和积分型都无法实现理想的压缩特性，图2是一个8位全并行直接转换式ADC的正半部分(负半部分没画)，只要电压v0、v1、...v127值和电阻Rk～R127值可以根据需要设定，就有可能构造出理想的压缩特性曲线。
图2中C1～C127为比较器；BMQ为编码器，将Y0～Y127128种状态编码成8位二进制数D0～D7。如果将分压链中的每个电阻(Rk、R0～R127)选定一个合适值，就可以得到接近理想的压缩曲线；(在第5节将看到)置换式ADC同样能够做到这一点。那么，如何选定电阻呢？这必须从分析理想压缩曲线入手。
为了叙述方便，参照压缩特性局部图(图3)给出约定①、此曲线是可以根据理想化要求调整的255折线。②、V轴(仅分析v＞0的部分)在0和V之间按一定规则不等距地插入v0、v1、...v127128个量化点，v128＝V，(将0和V的区间分129份)。③、模拟输入信号幅度为u，概率密度分布p(u)，量化器输入信号功率为S，噪声功率为N，V轴的量化步长为可变量Δv。④、当vj≤u＜vj+1时(j＝0...127)，分别记为uj、p(uj)、Sj、Nj和Δvj。⑤、当vj≤u＜vj+1时，暂定uj以vj为量化点。⑥、Y轴等距画出255个坐标点(-127～0～127)，仅画出正半轴局部。⑦、令压缩曲线中v与y的对应关系为v0→y0、v1→y1、v2→y2、...v127→y127，0+～v0纳入v0，所以129个区间归到128档，又由于y0+和y0-在原点重叠，所以正负各128档合并成255档。
根据图3特征，从分128档量化的思路来求解。(以下*为乘号)当vj≤u＜vj+1时
uj的信号平均功率为Sj=uje2=∫vjvj+1u2p(u)du---(1.1)]]>uj的噪声平均功率为Nj=∫vjvj+1(u-vj)2p(u)du---(1.2);]]>信噪比为Sj/Nj=∫vjvj+1u2p(u)du/[∫vjvj+1(u-vj)2p(u)du]---(1.3)]]>因为将V1～V分为127档，使得Δvj足够小，所以Δvj区间的p(u)可以视为常数，以vj+1＝vj+Δvj代入，化简后得到Sj/Nj=p(u)∫vjvj+1u2du/[p(u)∫vjvj+1(u-vj)2du]=3*(vj/Δvj)2---(1.4)]]>如果令vj/Δvj＝常数，则Sj/Nj是一个和u及p(u)无关的常数，这就是理想压缩特性的解。第二步就是要确定各个量化点v0、v1、...v127的值。
结论1要符合AS转换，需满足v1＝v0*q1，v2＝v0*q2，...，v127＝v0*q127，V＝v0*q128；(1.5)由Δvj/vj＝(vj+1-vj)/vj＝(vj+1/vj)+1＝常数 (1.6)vj+1/vj＝q(q为常数)(1.7)得到v1/v0＝v2/v1＝...＝v127/v126＝V/v127＝q (1.8)所以v1、v2、...v127分别为v1＝v0*q1，v2＝v0*q2，......，v127＝v0*q127，V＝v0*q128。
由此，可以得到结论2Rj+1/Rj＝q(j＝0...126) (1.9)证将R0+...+Rj简记为∑Rj，根据(式1.8)Vj+1＝Vj*q，可知有∑Rj+1＝∑Rj*q，Rj+1＝∑Rj*(q-1)；又ΔVj/Vj＝Rj+1/∑Rj＝Rj/∑Rj-1＝q，Rj+1/Rj＝∑Rj/∑Rj-1＝∑Rj-1/∑Rj-1+Rj/∑Rj-1＝1+∑Rj-1*(q-1)/∑Rj-1＝q。证毕。
结论3R0/Rk＝q-1 (1.10)证v1＝v0*q，i(Rk+R0)＝i*Rk*q，R0/Rk＝q-1。证毕。
只要确定了起步电位v0和起步电阻Rk，就可以确定相应的q、v1～v127和R0～R127。并且可知，[Sj/Nj]dB等于常数的范围是0～20log V/v1(注意到不是20log V/v0，根据约定⑦可知，(0，v0)和[v0～v1)两段纳入v0，v0点的信噪比等于0。v1是门坎电位，小于v1时信噪比等于0，大于等于v1时信噪比等于[Sj/Nj]dB。
假定令V＝10000，并选择v1＝1，由式(4.8)V＝v1*q127计算得到q＝1.075217；则信号在小于20log V/v1＝80的区域内信噪比为dB＝10log(2*(vj/Δvj)2)＝10log3+20log(vj/Δvj)＝4.77+22.45＝27.2 (1.11)应该注意到，约定⑤说选择v0～v127作量化点是“暂定”的，设计这些暂定量化点是为了确定R0～R127，一旦确定好R0～R127，将实际量化点改为xj＝(vj+vj+1)/2 (1.12)Nj的积分区间变为 xj-Δvj/2至xj+Δvj/2可以使量化误差降低至原来的1/4。取上面同样的数据，[Sj/Nj]dB＝10log(2*(vj/Δvj)2)＝10log12+20log(vj/Δvj)＝33.3(1.13)表3可以大致反映出置换式ADC的信噪比。选择不同的v0值，可以得到不同的信噪比。
2.理想压缩曲线(观点二)的分析仍是借用图3进行分析，讨论观点二。
观点二认为应该分两步①、得到信噪比曲线等于常数的水平线3，这只是“准理想曲线”；②、在“准理想曲线”的基础上，再考虑概率密度分布对信噪比进行调整。显然，如果将概率密度分布大的区间提高信噪比，而将概率密度分布小的区间合理的降低信噪比，虽然在整个有效区间的信噪比平均值不变，但是信噪比加权值变得更大了。形象地说是相当于“基本工资保底，奖金部分按贡献分配”。
我们又必须回答以下两个问题①、在符合电路特征的前提下，如何在127个档合理地分配dB值。②、分配dB值后，如何确定各个区间调整后档与档之间的比例qt值。
分析问题1。为分析方便计，语音信号幅度的概率分布p(u)曲线(图5中的5)用对数表示，根据图5中的p(u)曲线(5)对图4中的水平信噪比[Sj/Nj]dB曲线(4)的调整，应该得到图6中的信噪比[Sj/Nj]dB曲线(6)，曲线(6)有一个最低保障线，目前公认为26dB以上能够保证通信质量，就以26dB为最低保障线，在最低保障线以上的富余的部分7(图4中打阴影线的部分)，根据图5中的p(u)曲线(5)进行对应分配，在p(u)大的区间多提高信噪比，p(u)小的区间少提高信噪比，使曲线(6)形成与曲线(5)对应的关系。这种方法换句话说，是在“保底”(比如从工程的角度来说，认为信噪比为大于26dB就比较好了，就假定26dB是保底值)的前提下，“省出”一些信噪比投入到概率密度分布大的区间。比如在某一段将[Sj/Nj]dB减小A，使另一段将[Sh/Nh]dB增加A，相应的该段的横轴跨度20logV/vj+1-20logV/vj就增加A，而20log V/vh+1-20log V/vh就减小A。
由于全并行ADC的比较器个数多达2m-1个(m为位数)，结构过于庞大且能耗大，所以用全并行ADC不是好方案。为了实现构造理想压缩特性的构想，我们提出了置换式ADC。
电路图类型的附图有图7——(2级*3位线性转换)置换式ADC基本原理图。
图8——(2级*3位线性转换)置换式ADC工作原理图。
图9——(2级*4位+1位AS压缩律转换)置换式ADC基本原理图。
图10——(2级*4位AS压缩律转换)置换式ADC基本原理图。
图11——(4级*2位+1位AS压缩律转换)置换式ADC基本原理图。
图12——(4级*2位+1位AS压缩律转换)置换式ADC工作原理图。
图13——(4级*2位AS压缩律转换)置换式ADC基本原理图。
图14——(4级*2位+1位AS压缩律转换)置换电压式ADC工作原理图。
图15——(4级*8位)AS扩展律的DAC。
图16——(3位+3级*2位)的线性DAC。
电路图类型的附图中的元器件太多，无法采用通常的1、2、3......方法表述，只好在每个元器件旁边用符号表示。附图中的元件和细节在原理介绍和实施例中给出说明。
为了不至于赘述，图7至图16中带有共性的元件、电位和逻辑关系的符号统一在此说明①、下标中含有(α、β、γ、δ、R)分别表示(1级、2级、3级、4级、基本级)，下标0～F是16进制，可用X作通配符。②、RαX为1级电阻链的上部电阻，R’αX为1级电阻链的下部电阻，RαX和R’αX合并后形成完整的电阻链后，因为对应的RαX和R’αX相等，所以可用Rα0～RαF表示完整的1级电阻链，RβX、R’βX、RγX、R’γX与之意思相同；VαX为1级电阻链上某点的电位，VβX、VγX和VRX与之意思相同。③、记∑Rα7～αE＝Rα7+Rα8+...+RαD+RαE，∑RR7～RE＝RR7+RR8+...+RRD+RRE(其它下标的表述与之意思相同)。④、本文中凡是说到电阻链和与之并联的电阻，都可以换成电容链和与之并联的电容，将电阻值换成电容值的倒数乘以一个系数(将RαX、QαX、RRX和PβX定义成电容值的倒数)，只要保证分压关系正确即可。⑤、Sα为1级上部多路开关，hα为其公共端，hα0～hα7～hαF为其选通端；S’α、Sβ、S’β、Sγ、S’γ以及h’α、hβ、h’β、hγ、h’γ、h’αX、hβX、h’βX、hγX、h’γX与之意思相同。⑥、C1～C7～CF为可锁存的比较器，其中CP是控制输送数据时间的时钟脉冲。⑦、BMQ为优先编码器，其中的I1～IF为信号接收端，D0～D3为二进制码输出端，本文约定采用二进制自然码；CBQ为采样保持器。⑧、(图7、图9、图10中)分级电阻链中，电阻之间用 符号连接，表示该处可以从电阻链中断开，并与hα及h’α连接，实际上是通过多路开关Sα的选通端hX连接至公共端hα，以及S’α的选通端h’X连接至公共端h’α；(图11、图13、图15、图16、中意思相同，多了hβ、h’β、hγ和h’γ)。⑨、(图9～图14中)Pβx、Pγx、Pδx为“子调整电阻”，经开关(k0～kF)与相应的RRX并联后，得到新的电阻Gβx、Gγx、Gδx(G和Z没有画出，只是等效电阻)，称为“新基本电阻”，该调整后的基本电阻链称为“新基本链”；Q’αx、Q’βx、Q’γx为父调整电阻，经多路开关S’αβγ与“新基本链”并联后，得到新的电阻值Zαx、Zβx、Zγx，称为“新基本总电阻”；Qαx为1级调整电阻，与1级电阻链并联后得到“新1级链”。⑩、由基本电阻链和对应的可锁存的比较器、优先编码器BMQ和采样保持器CBQ组成的1个全并行式ADC，因为每级转换都要用到它，所以本文约定称它为基本ADC。
3.两级置换式ADC转换的原理实施例1.首先以两级3位置换式ADC为例来描述。图7是(2级*3位线性转换)置换式ADC基本原理图。
一个由八个电阻Rα0＝Rα1＝......＝Rα7组成的1级电阻链连接到+V和地之间，用双虚线框框住的部分是一个3位的基本ADC，它由基本电阻链(RR0～RR7，且RR0＝RR1＝......＝RR7)、七个可锁存的比较器C1～C7、优先编码器BMQ和采样保持器CBQ组成。
第1级转换时，将hα连接至+V，h’α连接至地，基本电阻链形成与1级电阻链并联的关系，基本电阻链和1级电阻链一样，将总参考电位+V均分为八个等级，两条链的子参考电位点分别为VR0＝Vα0＝0、VR1＝Vα1＝V/8、...、VR7＝Vα7＝7*V/8。其中VR1～VR7七个点的电位分别作为七个比较器C1～C7的参考电位，模拟输入电位为u，它的大小决定各比较器的输出状态，例如，当0≤u＜VR1时，C1～C7的输出状态都为0，当VR2≤u＜VR3时，比较器C1和C2的输出为1，其余各比较器的状态均为0。根据各比较器的参考电位值，可以确定u与各比较器输出状态的关系，经优先编码器编码，得到数字输出量D0、D1、D2。用表1列出基本ADC输入与输出的关系。
假定比较器C3输出为“1”，C4输出为“0”，可知第1级数字输出量为D2、D1、D0＝011(本文采用自然二进制码)，得到Vα3＝VR3≤u＜VR4＝Vα4，即u落在RR3(或Rα3)的电位范围之内，称RR3为等压基本电阻，Rα3为1级等压电阻。
表1三位基本A/D器输入与输出的关系对照表
第2级转换。如果设计时，令RαX＝(RR0+...+RR7)，并采用合适的办法用基本电阻链置换Rα3(比如图7中，将hα连接至Vα4，h’α连接至Vα3，去掉Rα3，1级电阻链的走向为Rα7Rα6Rα5Rα4(RR7...RR0)Rα2Rα1Rα0)，就可以由基本电阻链(RR0～RR7)将Rα3的电压范围Vα3至Vα4再细分为8份，得到精度增加8倍的子参考电位点，分别为VR0＝Vα3、VR1＝Vα3+V/64、VR2＝Vα3+2*V/64、......、VR7＝Vα3+7*V/64、VR8＝Vα3+8*V/64＝Vα3+V/8＝Vα4；再次根据表1所列关系，用基本ADC可以直接测试出u对应的第2级数字输出量。同时，确定第2级等压电阻，为第3级转换作准备。
从原理上说，1级电阻链中每个电阻都必须可以被基本电阻链等价置换掉，简单的想法就是将1级电阻链中的电阻都设计成开关连接。但这是一种不合理的方法，因为一方面开关本身具有一定的阻值，多个开关电阻累积起来将引起转换误差；另一方面结构复杂，所以从应用上说，寻找真正实用的链接方式还是有难度的。
4.两级置换式ADC线性转换的实用方案及其优化实施例2.这是实施例1原理的具体化。图8是两级3位线性转换的工作原理图。当进行第1级转换时，令多路开关Sα中的hα8为选通端，于是hαhα8V；令S’α中的h’α0为选通端，于是h’αh’α0地；只要将hαhα8之间的导通电阻r折合到RR7，h’αh’α0之间的导通电阻r折合到RR0，就等效于直接将hα端接到了V，h’α端接到了地，等效为实施例1所述的输出为3位的基本ADC的第1级转换。
进行第2级转换分两步。令(RR7+...+RR0)＝RαX＝R’αX。假定同例1一样，还是RR3为基本等压电阻，Rα3为1级等压电阻。
step1，令Sα中的hα4为选通端，令S’α中的h’α3为选通端，将1级电阻链上部(Rα7～Rα4)与1级电阻链下部(R’α2～R’α0)加上基本电阻链(RR7～RR0)合成为1级电阻链，其走向为+VRα7...Rα4hα4hα(RR7...RR0)h’αh’α3R’α2R’α1R’α0地。就实现了由基本电阻链等值取代Rα3的目的。
step2，同实施例1一样，由于基本电阻链将Rα3的电压范围Vα4至Vα3再细分为8份，可用基本ADC直接测试出u对应的第2级数字输出量，同时确定第2级等压电阻，为第3级转换作准备。
实施例2仅仅分析了2级转换和电阻链的情况，在实施例2的基础上，容易进行以下三项拓展1、设计多级分压链，实现两级以上(β级、γ级、δ级)转换；2、将电阻链全部换成电容链，只要保证分压关系正确即可；3、将多级线性转换拓展成多级非线性转换(如AS律转换)，可以使信噪比接近理想化。
5.置换式ADC对理想压缩曲线的逼近实施例3，图9是(4位*2级+1级AS压缩律转换)置换式ADC原理图。图9至图13的分级电阻链同实施例2一样，用上部电阻链、上部多路开关和下部电阻链、下部多路开关合成。(图9、图14)与图2电路存在以下关系令图2中的全并行式ADC由8位扩展到9位，最大下标元件由R127、C127、Y127分别扩展到R255、C255、Y255；然后令16个电阻为1段(起始电阻除外，且Rαk＝Rk)，每段折合为图9中的1个对应电阻，相应的有电位的对应关系(根据式1.5)有Vα1＝V16＝V0*q16，Vα2＝V32＝V0*q2*16，……，VαE＝V224＝V0*q14*16，VαF＝V240＝V0*q15*16，V＝V256＝V0*q16*16。再根据式1.10和1.9，有Rα0＝∑R0～15＝Rk*q0*16*(q16-1)，Rα1＝∑R16～31＝Rk*q1*16*(q16-1)，……，RαE＝∑R224～239＝Rk*q14*16*(q16-1)，RαF＝∑R240～255＝Rk*q15*16*(q16-1)，；令基本电阻链与1级电阻链的电阻对应成比例，起始电阻k*Rαk＝RRk，且k*Rαj＝RRj。(按AS压缩律的规则等效为图2的ADC，起始电阻Rαk不能纳入等压电阻内)。
第1级转换的目的是确定u的极性、对应的1级转换值和等压电阻。从上面已知相邻电位和电阻的步长为指数关系Vα(j+1)/Vαj＝/V＝VR(j+1)/VRj＝q16，Rα(j+1)/Rαj＝RR(j+1)/RRj＝q16。
1级转换过程为①、u经过CBQ采用保持后，经极性判别器Ck判别极性，当u为正值时，Dk＝1，使得多路开关Sk的kX端接通，u’为正值；当u为负值时，Dk＝0，使得多路开关Sk的ky端接通，信号经过反向器FX后变成正值，u’仍为正值。②、将hα连接至+V，h’α连接至地，基本电阻链形成与1级电阻链并联的关系，两者都将总参考电位+V分成的子参考电位点为VRj＝Vαj＝V0*qj*16，(j＝0…F)，所以基本ADC将u’按VRj＝Vαj＝V0*qj*16的规则得到非线性的I1～IF，完成高4位(D3D2D1D0)转换，加上极性位Dk，共5位。同时确定等压电阻。
要实现AS转换，第2级转换的方案应该满足两个条件第一，2级“新基本链”对1级等压电阻的置换必须是等价的；第二，2级“新基本链”中必须满足vj+1/vj＝q。
第2级转换的过程为③、令Pβj经开关(k0～kF)与对应的RRj并联成Gβj，Gβ0＝Pβ0//(RR0+RRk)、Gβ1＝Pβ1//RR1、……、GβE＝PβE//RRE，使得Gβ(j+1)/Gβj＝q。④、根据1级等压电阻Rαt确定对应的Q’αt；(记∑Gβ0～βF＝Gβ0+Gβ1+…+GβE+GβF)，令ZαF＝∑Gβ0～βF、ZαE＝Q’αE//∑Gβ0～ βF、……、Zα0＝Q’α0//∑Gβ0～βF，且令Zαt＝Rαt。⑤、由Zαt等价置换1级等压电阻Rαt；⑥、由于新基本链(Gβ0～GβF)将Rαt的电压降按Gβ(j+1)/Gβj＝q的关系分成16份，所以由基本ADC得到第2级转换，即低4位(D3D2D1D0)转换。
对于观点二的压缩特性，令VRj和Vαj同步变小则该1级段(∑Rα0～αF)的[Sj/Nj]dB增加A，20logV/vj+1-20logV/vj就减小A；反之同理。
实施例4，图10是(4位*2级AS压缩律转换)置换式ADC原理图。在实施例3的基础上进行了一些简化。基本电阻链以Vpn为对称点，Vp0＝-Vn0、Vp1＝-Vn1、Vp2＝-Vn2、…、Vp7＝-Vn7，且Vp(j+1)/Vpj＝Vn(j+1)/Vnj＝q16，基本电阻链为两头大中间小。图10的1级电阻链与图9中Rα7以下的相同。令基本电阻链与1级电阻链的电阻对应成比例，起始电阻k*Rαk＝Rpk＝Rnk，且k*Rαj＝Rpj＝Rnj。相邻电位和电阻的步长为指数关系Vα(j+1)/Vαj＝Vp(j+1)/Vpj＝Vn(j+1)/Vnj＝q16，Rα(j+1)/Rαj＝Rp(j+1)/Rpj＝Rn(j+1)/Rnj＝q16。
1级转换过程为①、将基本电阻链hα连接至+V，h’α连接至-V，所以Vpn为零点(可以接至地)。基本电阻链和1级电阻链一样，将总参考电位+V至地分成的子参考电位点为Vpj＝-Vnj＝Vαj＝V0*qj*16，(j＝0…7)。②、u经过CBQ采用保持后，直接送到基本ADC进行转换，Cpn充当极性判别器(省掉Ck了)，当Cpn＝1时D3＝1，当Cpn＝0时D3＝0，不管u为正值或负值，都可以由基本ADC直接得到包括极性位的共4位转换。③、正值与负值的转换有一个“档位差”，比如说，Cp3以下等于1，IB(即I8+3)＝1，u介于Vp3和Vp4之间，u向下取整为Vp3，得到D2D1D0＝011，等压电阻为Rα3和Rp3；而Cn3以下等于1，u介于Vn3和Vn2之间，推算得I5＝1，u向下取整为Vn3，得到D2D1D0＝101，Cn3与Cp3不对称，等压电阻也不对称。解决办法是如果D3＝1(即u为正值)，D2D1D0和等压电阻直接得到；如果D3＝0(即u为负值)，令(111-D2D1D0)→D2D1D0，使得Vnj的绝对值与Vpj的关系一样，使(Vn1，Vn2)→001、(Vn2，Vn3)→010、……、(Vn7，V)→111；比如对于Cn3(D2D1D0＝101)，用111-D2D1D0＝111-101＝010，正好符合u介于Vn3和Vn2之间的关系，并且等压电阻为Rα2和Rn2，也刚好相符。
第2级转换的过程④、u经过1级转换后，经极性判别器Cpn判别极性，当u为正值时，D3＝1，使得多路开关Sk的kX端接通，u’为正值；当u为负值时，D3＝0，使得多路开关Sk的ky端接通，信号经过反向器FX后变成正值，u’仍为正值。其它步骤与实施例3相同，不赘述。
实施例5，图11是(2位*4级+1级AS压缩律转换)置换式ADC基本原理图，图12是(2位*4级+1级)AS律转换置换式ADC工作原理图。相邻电位和电阻的步长为指数关系Vα(j+1)/Vαj＝VR(j+1)/VRj＝q64，Rα(j+1)/Rαj＝RR(j+1)/RRj＝q64第1级转换的过程为①、(同实施例3中①)。②、将基本电阻链跨接到V和地，形成与1级电阻链并联的关系。有两种方法，方法1(图12中)RR3→hγ→hγ4→hβ→hβ4→hα→hα4→V，RRk→h’γ→h’γ4→h’β→h’β4→h’α→h’α4→地，这种方法需经过多个多路开关，可能产生开关电阻累积误差，如果电阻链改用电容链，开关电阻不会对分压值产生不良后果。方法2多路开关SRR的hRα接通至+V，S’RR的h’Rα接通地(仅图11中画了)。基本电阻链和1级电阻链一样，将总参考电位+V分成的子参考电位点分别为VRj＝Vαj＝V0*qj*64，(j＝0…4)，所以基本ADC将u’按VRj＝Vαj＝V0*qj*64的规则得到非线性的I1～I3，完成1级2位(D1D0)转换，加上极性位Dk，共3位。同时确定等压电阻。
多级转换中，QαX、QβX分别为1级、2级电阻链“链调整电阻”，Sαα和Sββ是对应的多路开关；Q’αX、Q’βX、Q’γX分别为基本电阻链1级、2级、3级父调整电阻，S’αβγ是对应的多路开关。
第2级转换的过程为③、通过多路开关Sp0、Sp1、Sp2、Sp3将2级子调整电阻Pβ0、Pβ1、Pβ2、Pβ3分别与(RR0+RRk)、RR1、RR2、RR3并联，形成“新基本电阻”Gβ0、Gβ1、Gβ2、Gβ3，与2级电阻链的Rβ0、Rβ1、Rβ2、Rβ3，对应成比例，相邻电位和电阻的步长为指数关系Vβ(j+1)/Vβj＝VR(j+1)/VRj＝q16，Rβ(j+1)/Rβj＝Gβ(j+1)/Gβj＝q16。④、令∑Gβ0～β3＝Rα3，所以“2级新基本链”可以直接置换Rα3，而其它电阻Rα2、Rα1、Rα0不能直接置换；假定1级转换D1D0＝10，可知Rα2为1级等压电阻，由于Rα2＝Rα3/q16，所以用“新基本链”等价置换Rα2就需要令Zα2＝Q’α2//∑Gβ0～β3＝Rα2，(同理，令Zα1＝Q’α1//∑Gβ0～β3＝Rα1，令Zα0＝Q’α0//∑Gβ0～β3＝Rα0，于是Zα2，Zα1，Zα0可以等价置换Rα2，Rα1，Rα0，)得到第2级2位(D1D0)转换，并可以确定2级等压电阻。⑤、用2级新电阻链等价置换Rα2(即用多路开关Sαα实现Qα2//∑Rβ0～ β3＝Rα2，然后等价置换Rα2)，为第3级转换作准备。这里要注意的是，用Q’α2//∑Gβ0～β3置换Rα2是为了得到2级转换值和确定等压电阻，而用Qα2//∑Rβ0～β3置换Rα2是为下级转换作准备，作用不同。
第3级转换的过程为(假定2级转换D1D0＝01，可知Rβ1为2级等压电阻)。
⑥、通过多路开关Sp0、Sp1、Sp2、Sp3将子调整电阻Pγ0、Pγ1、Pγ2、Pγ3分别与(RR0+RRk)、RR1、RR2、RR3并联，形成“3级新基本电阻”Gγ0、Gγ1、Gγ2、Gγ3，与3级电阻链RγX对应成比例，相邻电位和电阻的步长为指数关系Vγ(j+1)/Vγj＝VR(j+1)/VRj＝q4，Rγ(j+1)/Rγj＝Gγ(j+1)/Gγj＝q4。⑦、令∑Gγ0～γ3＝Rβ3，所以“3级新基本链”可以直接置换Rβ3，由于Rβ1＝Rβ3/q2*16，所以置换Rβ1就需要令Zβ1＝Q’β1//∑Gγ0～γ3＝Rβ1，由Zβ1可以等价置换Rβ1，得到第3级2位(D1D0)转换，并可以确定等压电阻。⑧、用多路开关Sββ实现Qβ1//∑Rγ0～γ3＝Rβ1，然后用Qβ1//∑Rγ0～γ3等价置换Rβ1，为第4级转换作准备。
第4级转换的过程为(假定3级转换D1D0＝11，可知Rγ3为3级等压电阻。)⑨、通过多路开关Sp0、Sp1、Sp2、Sp3将子调整电阻Pδ0、Pδ1、Pδ2、Pδ3分别与(RR0+RRk)、RR1、RR2、RR3并联，形成“4级新基本链”Gδ0、Gδ1、Gδ2、Gδ3，与4级电阻链Rδ0、Rδ1、Rδ2、Rδ3对应成比例，相邻电位和电阻的步长为指数关系Vδ(j+1)/Vδj＝VR(j+1)/VRj＝q，Rδ(j+1)/Rδj＝Gδ(j+1)/Gδj＝q。⑩、令∑Gδ0～δ3＝Rγ3，所以直接置换Rγ3，得到第4级2位(D1D0)转换。
一般来说，设n为基本电阻链内部档的个数，ψ表示共有ψ级，φ表示当前处在第φ级，令g＝nψ-φ，则有关系式Vφ(j+1)/Vφj＝qg，Rφ(j+1)/Rφj＝qg。(5.1)。
对于(X级*Y位)方式AS转换的置换式ADC而言(例4、例6)，基本链的正中间为零点，将Vpj和Vnj表示为Vφj，Rpj和Rnj表示为Rφj，同样满足上述关系(5.1)式。
实施例6，图13是(2位*4级AS压缩律转换)置换式ADC基本原理图。这是实施例5的简化，类似于实施例4对实施例3的简化。
基本电阻链以Vpn为对称点，Vp0＝-Vn0、Vp1＝-Vn1，且Vp1/Vp0＝Vn1/Vn0＝q64，Rα1/Rα0＝Rp1/Rp0＝Rn1/Rn0＝q64。基本ADC在1级转换时连接至+V和-V，所以Vpn为零点。令基本电阻链与1级电阻链的电阻对应成比例，起始电阻k*Rαk＝Rpk＝Rnk，且k*Rαj＝Rpj＝Rnj。相邻电位和电阻的步长为指数关系Vα(j+1)/Vαj＝VR(j+1)/VRj＝q64，Rα(j+1)/Rαj＝RR(j+1)/RRj＝q64。
第1级转换的过程与实施例4原则相同，只是位数不同，所以不赘述。假定D1D0＝10，由D1＝1可知u的极性为正，D0＝0可知1级等压电阻为Rα0(按AS压缩律的规则起始电阻Rαk不能纳入等压电阻内)。
第2级、3级、4级转换的过程与实施例5原则相同，假定第2级D1D0＝10、第3级D1D0＝11、第4级D1D0＝01，可知2级等压电阻为Rβ2、3级等压电阻为Rγ3、4级等压电阻为Zδ1；实际上，4级合并后为D7D6D5D4D3D2D1D0＝10101101。
实施例7，图14是(4级*2位+1位AS压缩律转换)置换电压式ADC工作原理图。相对于前面几个实施例有些不同。1级电阻链不是由1对上下两部分合成，而是只有一个电阻链和一个多路开关Sα。各电阻链中电位和电阻值的关系与实施例3相同，且输入部分(Ck和FX)结构和工作原理相同。
第1级转换的过程为①、(同实施例3中①)。②、第1级转换时将SQk中的hk接通，将u’输送到基本ADC进行1级转换，完成高4位(D3D2D1D0)转换，加上极性位Dk，共5位。同时确定等压电阻。假定RαA为1级等压电阻，RαA的底部电位为RαA、顶部电位为VαB。
第2级转换的过程为③、选通1级等压电阻的下部开关hαA，将其底部电位VαA经过公共端hα送入CQ的反相端，u’送入CQ的同相端，(u’-VαA)经过CQ放大后成为u”，由SQk选通hQ将u”输送到基本ADC进行2级转换，完成高4位(D3D2D1D0)转换。④、CQ放大倍数FX由以下关系确定令ΔVαj＝Vα(j+1)-Vαj，Fj＝V/ΔVαj；比如ΔVαA＝VαB-VαA，FA＝V/ΔVαA。
6.由多级置换式ADC线性转换编码为AS转换实施例8.令实施例2拓展为(5级*3位线性转换)15位转换，而进行编码时将原本是15位的码按AS压缩律编成8位码(即215种状态中，若干个状态合并成1个状态，最后将215种状态按AS压缩律合并成28种状态)。
7.AS律的多级置换式DAC逆转换将u进行A/D转换后，将数字信号进行传输，到达接收端，反过来要将数字信号还原成模拟信号。按照目前的方法还原当然可以，但是用本发明的置换式DAC误差更小、结构更简单，实际上主要是由置换式ADC的分级电阻链部分构成，是置换式ADC工作的逆过程。
实施例9.将u按AS压缩律进行A/D转换后，图15是一个8位AS压缩律的DAC，由4个分级电阻链及多路开关、反相器FX和多路开关Su组成。用具体例来说明工作原理。例如信号为D7D6D5D4D3D2D1D0＝10101101。D7＝1表示u为正值，D6＝0表示1级等压电阻为Rα0，令∑Rβ0～β3＝Rα1，用Qα0//∑Rβ0～β3等价置换Rα0；D5D4＝10表示2级等压电阻为Rβ2，令∑Rγ0～γ3＝Rβ3，用Qβ2//∑Rγ0～γ3等价置换Rβ2；D3D2＝11表示3级等压电阻为Rγ3，令∑Rδ0～δ3＝Rγ3；用∑Rδ0～δ3等价置换Rγ3；D1D0＝01表示4级等压电阻为Rδ1；值得注意的是，hδ1是从Rδ1的中部接出，这是根据式(1.12)可以将误差减至原值1/4而采取的措施。最后结果为uout＝Vα0+Vβ2+Vγ3+(Vδ1+Vδ2)/2；4个等级的多路开关可以并行接通，所以速度很快。补充说明，D7＝1表示u为正值，令Su1的hu1接通，u’out直接送出为uout；D7＝0表示u为负值，令hu2接通，u’out经过反相器FX换成负值为uout。
实施例10.图16是一个9位线性的DAC。例如信号为D8D7D6D5D4D3D2D1D0＝011101101。D8D7D6D＝011表示1级等压电阻为Rα3，D5D4＝10表示2级等压电阻为Rβ2，D3D2＝11表示3级等压电阻为Rγ3，D1D0＝01表示4级等压电阻为Rδ1；最后结果为uout＝Vα3+Vβ2+Vγ3+(Vδ1+Vδ2)/2。电阻链有以下关系令∑Rδ0～δ3＝RγX、∑Rγ0～γ3＝RβX、∑Rβ0～β3＝RαX；也可以用Q’α0、Q’β0、Q’γ0的调整作用，使下级链总电阻值等于当前链一个电阻值。
8.综合起来本发明有以下特征由多级分压链和基本ADC经过调整和等价置换后(成为置换式ADC)等效成全并行式ADC和DAC，对于全并行式ADC的v0和Rk，模拟输入信号u在各个量化点v0、v1、v2、...的值满足关系式vj＝v0*qj，(j＝0，1，2，...)，分压链(包括分压链、电容链)满足关系式Rj+1/Rj＝q，(j＝0，1，2，...)，R0/Rk＝q-1。分压链和与之并联的分压器包括电阻器和电容器，采用电容器时，说明书中的参数R、P、G、Z、Q(带下标)表示的是电容值的倒数。分压链中的合成方法，当1级分压链中的等压“分压器”(包括电阻和等压电容)被2级分压链等价置换时，由1级的上部分压器(经上部多路开关选通后)连接至2级分压链(2级分压链须经父调整分压器QαX调整参数至等于等压分压器)，再连接至1级的下部分压器(经下部多路开关选通)；2、3、4级同理；1级分压链中的有一个起步分压器，除起步分压器外，任何分压链中的分压器都可以作为等压分压器被下级分压链置换。输入端有一个反相器FX，模拟输入信号u需经极性判别器判别，当u为负值时，Sk选通ky，u经反相器FX反相成正值u’送给基本ADC进行转换；当u为正值时，Sk选通kx，u’＝u，直接送给基本ADC进行转换。基本分压器通过对应的“子调整分压器”进行调整，使得调整后形成的“新基本分压链”满足关系(5.1)式Vφ(j+1)/Vφj＝qg，Rφ(j+1)/Rφj＝qg，其中(φ＝ψ-λ，ψ为总级数，λ为当前级数，g＝nψ-φ，)，对于(X级*Y位+1位)方式AS转换的置换式ADC而言(例4、例6)，基本链的正中间为零点，将Vpj和Vnj表示为Vφj，Rpj和Rnj表示为Rφj，同样满足上述关系(5.1)式。(用表示基本分压链的最大下标)，有“父调整分压器”Q’αX、Q’βX、Q’γX、Q’δX、将新基本分压链调整成ZαX＝Q’αX//∑Gβ0～β＝RαX、ZβX＝Q’βX//∑Gγ0～γ＝RβX、ZγX＝Q’γX//∑Gδ0～δ＝RγX。1级转换后，假定1级等压分压器为Rαt，用2级新基本链(GR0～GR)与Q’αt实现Zαt＝Q’αt//∑Gβ0～β＝Rαt，从而用Zαt实现对Rαt的等价置换，完成第2级转换和确定2级等压分压器；然后用2级分压链(Rβ0～Rβ)与Qαt实现Qαt//∑Rβ0～β＝Rαt，实现对Rαt的等价置换。2级、3级、4级同理。对于AS转换的置换电压式ADC(图14)，当1级等压分压器为Rαt时，令Rαt的底部电位Vαt送入CQ的反相端，u送入CQ的同相端，进行减法及放大运算后得到模拟输入信号的2级放大值u”，CQ放大倍数FX由以下关系确定令ΔVαj＝Vαj+1-Vαj，Fj＝V/ΔVαj。置换式DAC的组成包括多级分级链和支持它的多路开关，其工作原理是置换式ADC工作的逆过程，用接收到的数字信号逐级控制分级链的连接走向，最后级取出信号电位时，是从等压分压器中部取出。令VRj和Vαj同步变小则该1级段(n个2级段)的[Sj/Nj]dB增加A，20 log V/vj+1-20 log V/vj就减小A；反之同理。
权利要求
1.一种提高信噪比的方法和ADC，其特征是由多级分压链和基本ADC经过调整和等价置换后(成为置换式ADC)等效成全并行式ADC和DAC，对于全并行式ADC的v0和Rk，模拟输入信号u在各个量化点v0、v1、v2、...的值满足关系式vj＝v0*qj，(j＝0，1，2，...)，分压链(包括分压链、电容链)满足关系式Rj+1/Rj＝q，(j＝0，1，2，...)，R0/Rk＝q-1。
2.根据权利要求1所述的置换式ADC，其进一步的特征是分压链和与之并联的分压器包括电阻器和电容器，采用电容器时，说明书中的参数R、P、G、Z、Q(带下标)表示的是电容值的倒数。
3.根据权利要求1所述的置换式ADC，其进一步的特征是分压链中的合成方法，当1级分压链中的等压“分压器”(包括电阻和等压电容)被2级分压链等价置换时，由1级的上部分压器(经上部多路开关选通后)连接至2级分压链(2级分压链须经父调整分压器QαX调整参数至等于等压分压器)，再连接至1级的下部分压器(经下部多路开关选通)；2、3、4级同理；1级分压链中的有一个起步分压器，除起步分压器外，任何分压链中的分压器都可以作为等压分压器被下级分压链置换。
4.根据权利要求1所述的置换式ADC，其进一步的特征是AS转换的置换式ADC，输入端有一个反相器FX，模拟输入信号u需经极性判别器判别，当u为负值时，Sk选通ky，u经反相器FX反相成正值u’送给基本ADC进行转换；当u为正值时，Sk选通kx，u’＝u，直接送给基本ADC进行转换。
5.根据权利要求1所述的置换式ADC，其进一步的特征是AS转换的置换式ADC，基本分压器通过对应的“子调整分压器”进行调整，使得调整后形成的“新基本分压链”满足关系(5.1)式Vφ(j+1)/Vφj＝qg，Rφ(j+1)/Rφj＝qg，其中(φ＝ψ-λ，ψ为总级数，λ为当前级数，g＝nψ-φ，)，对于(X级*Y位+1位)方式AS转换的置换式ADC而言(例4、例6)，基本链的正中间为零点，将Vpj和Vnj表示为Vφj，Rpj和Rnj表示为Rφj，同样满足上述关系(5.1)式。
6.根据权利要求1所述的置换式ADC，其进一步的特征是AS转换的置换式ADC，(用表示基本分压链的最大下标)，有“父调整分压器”Q’αX、Q’βX、Q’γX、Q’δX、将新基本分压链调整成ZαX＝Q’αX//∑Gβ0～β＝RαX、ZβX＝Q’βX//∑Gγ0～γ＝RβX、ZγX＝Q’γX//∑Gδ0～δ＝RγX。
7.根据权利要求1所述的置换式ADC，其进一步的特征是(用表示基本分压链的最大下标)，1级转换后，假定1级等压分压器为Rαt，用2级新基本链(GR0～GR)与Q’αt实现Zαt＝Q’αt//∑Gβ0～β＝Rαt，从而用Zαt实现对Rαt的等价置换，完成第2级转换和确定2级等压分压器；然后用2级分压链(Rβ0～Rβ)与Qαt实现Qαt//∑Rβ0～ β＝Rαt，实现对Rαt的等价置换，为第3级转换作准备；2级、3级、4级同理。
8.根据权利要求1所述的置换式ADC，其进一步的特征是AS转换的置换电压式ADC(图14)，当1级等压分压器为Rαt时，令Rαt的底部电位Vαt送入CQ的反相端，u送入CQ的同相端，进行减法及放大运算后得到模拟输入信号的2级放大值u”，CQ放大倍数FX由以下关系确定令ΔVαj＝Vαj+1-Vαj，Fj＝V/ΔVαj。
9.根据权利要求1所述的置换式DAC，其进一步的特征是置换式DAC的组成包括多级分级链和支持它的多路开关，其工作原理是置换式ADC工作的逆过程，用接收到的数字信号逐级控制分级链的连接走向，最后级取出信号电位时，是从等压分压器中部取出。
10.根据权利要求1所述的置换式ADC，其进一步的特征是令VRj和Vαj同步变小则该1级段(n个2级段)的[Sj/Nj]dB增加A，20log V/vj+1-20log V/vj就减小A；反之同理。
全文摘要
提出了一种准理想的压缩曲线(以下简称AS曲线)和实现方法，使经过AS压缩的模数转换信号，能够使信噪比逼近理想信噪比曲线；并且具体提出置换式分级并行A/D转换器以及置换式分级并行D/A转换器，实现AS压扩缩的目的。其方法是用基本ADC完成1级转换后，用1级电阻链记录下1级等压电阻，然后基本ADC等价置换1级等压电阻，进行2级转换。依次类推，完成多级转换。
文档编号H03M1/08GK1567726SQ03124548
公开日2005年1月19日 申请日期2003年6月13日 优先权日2003年6月13日
发明者陈启星 申请人:陈启星