专利名称：超低内阻数字功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种改进的数字开关放大器电路，特别是涉及一种大幅降低数字开关功率放大器开环输出内阻，降低纹波电压，提高转换效率的方法。
现有技术的数字开关功率放大器中，开关导通时，放大器的输出内阻较低。开关关断时，电感反电势通过反向二极管D或同步整流管V与电源E继流[图1]当通过二极管，特别是通过电源E后，反电势升高，电流下降，使继流时间段内的内阻大幅上升。同时，开环状态下，当输出开关关断时，输出内阻达到最高值。此时输出内阻均由反向继流二极管或同步整流管通过电源E在小电流高内阻状态。这种状态下，电感的反电势必须升压值超过电源与VD(E+VD)电压，维持电流较短接[a]、[b]端下降许多，故而内阻上升。同时，由于维持电流由原值快速下降，造成波形快速下凹(图3)，使纹波变大，高次谐波产物变多。另外，由于反电势的突然升高，高次波丰富，相当于频率升高，限制了原开关频率的提高，对开关器件均提高了要求。同时，由于反电势的升高，电源变换比值的升高，都会使总效率下降。
本发明的目的是提供一种在[a]、[b]端短接的方法(图2)，大幅降低开关功率放大器开环输出内阻，降低纹波，提高电源效率。
在短接开关VA连接理想的情形时，电感中的电流变化速度变得最小(图3)，电源变换比例最小，电流电压高次成份最低，使开关电路进入软状态，电路转换效率达到最高值。此种状态的开关电路的总效率可达到90～98％以上，较原电路进一步提高效率1～10％。
短接时刻，安排在开关电路关断，包含器件上升、下降时间段有影响的时间段之外，并使电感L中电流突变最小，变化为光滑过渡，并不使开关导通时刻的电压电流被短接元件[图2]中[VA]短路，以造成效率下降，器件损坏等现象。为此，短接时刻与短接打开时刻，与任何开关器件导通时刻应保持安全的、效率最高的时间间隔Δt[图4]。
短接时间还包含所有其它任何基波信号[F]、[D]或[G]、[H]端为零，t≠0的时刻。这一点是与电源变换器及一般数字功率放大器是不同的。
该种短接电路的方法适用于半桥与全桥电路[图5]、[图6]。亦适用其任何单开关电路。短接器件[图2]中[VA]一般采用有源放大控制器件如双极晶体管、FET三极管与其它任何种类的可控器件。
在[图2]中的基波信号[F]、[D]或[G]、[H]端子，可以用于基波信号的负反馈控制。
在所有的放大器中，提高开环性能是最基本的。使用本发明的短接方法，可以使开关输出电路的内阻低至0.01mΩ～2000Ω以下，通常，可以低至0.1mΩ～10Ω以下。内阻的大小主要由有源可控器件的导通电阻Ron以及开关速度ton、toff决定。对于R而言，基波频率的内阻，还由L的阻抗及C的阻抗决定。当R一定时，C增大，L下降；C减小L增大，以保持R上基波信号的幅值要求。但R、L、C电路的时间常数必须满足基频信号的要求，即R两端的信号必须与电路基频信号相同。
实际电路将[图2]中的VA短接器件安装在[图5]、[图6]的[a]、[b]端。[VA]必须是双向耐压大于E的器件。例如以[图7]方式构成短接器件[VA]，以两个相同沟道的MOSFET(或JFET)反向串联，每个MOSFET(或JFET)耐压大于电源E。图7中仅出示了几种串接方法，原则是，凡有体内二极管的器件，以体内二极管反向对接为正确方法，同时短接器件的正向与反向电流时的压降应相同，正向耐压均需大于电源E。凡符合上述条件的可控开关器件，均可用于短接器件。例如，晶闸管、MCT管等。
另外，当采用无体内二极管D的器件，如JFET时，可以采用二个JFET串接，亦可以一个JFET用作短接器件，因JFET的D、S电极可以互换使用。
较好的一个实施例为全桥电路，见[图6]。
全桥电路中V1、V2、V3、V4，可以兼作短接器件。在斜对角导通时，作为电源供电用，在平行导通时，作为短接器件用，工作顺序为1、V1、V4导通，2、V1断开，V2导通，V4仍导通。
3、V4断开，V3导通，V2仍导通4、V2断开，V1导通，V3仍导通5、V3断开，V4导通，V1仍导通(以下循环工作。)n.至无输入(输出)基频信号时，按当时接通状态，或V1、V3短接，或V2、V4短接。
上述开关短接时刻，仍保持安全、高效的Δt时隙。
本发明的方法，适用于所有数字功率放大器及前置小信号放大器及数字处理电路。
短接信号的产生，由任意形式的数字DSP电路控制。有些情况下，可以用至移位存储器，有利于安全时隙Δt的精确性。
另外，在输出端[F]、[D]，[G]、[H]点设电平检测电路，当[F]、[D]或[G]、[H]由于任何原因有与输入信号电平较长时间及较大电平差值时，短接电路均断开，并控制总电路切断。短接器与数字控制脉冲相互反锁。
安全时隙[Δt]，由器件的ton、toff性能决定，设计Δt为0.1ns～5μs以下，通常为1～200ns以下，当保证电路效率提高同时，而Δt又最小时，表明时隙设计为最佳值。
较好的电路设计，应使电路脉冲占空率小一些，例如，恒小于(5～50)％。而调节输出功率由直流电压可调的AC/DC或DC/DC完成。同时，为使AC/DC与DC/DC的效率提高，应使电压变换比不要过大。为此，可以增加变压器初次级的抽头调节。开关电路占空比与电源电压E比值为手控或分级自动控制。
本发明的放大器，当它的基频信号输出幅值与功率足够时，可以与模拟A类或AB类或S类或AA类电路组合，在AA类与S类电路中作为串联动态电源供给器，从而大幅提高上述AA类、S类模拟功率放大器的电源效率。输出供电端为[F]、[D]或[G]、[H]，连接在上述电路的电流供给端，即原AA类或S类电路的模拟电流供给端，以[F]、[D]或[G]、[H]替代。
开关信号经L、C滤波后，在[F]、[D]或[G]、[H]端产生基频信号。[F]、[D]与[G]、[H]端仍然可以通过电阻施加负反馈。
较好的基频反馈为推动级实施前馈，功率级实施后馈，这样瞬态响应较好。
当然，也可以实施大环反馈或复合反馈。
由于本发明采用了脉冲信号正负“1”以外时刻的安全短接，使功率放大器的开环输出内阻达到足够低的数值，使之对各种负载有极好的、精确的控制能量。同时，电感L中的能量变换电压跳变大为减少，使能量转换效率提高1％～10％以上，减少发热量，即相当于减小器件安装体积、重量。另外，由于L中电压跳变的减少，使开关频率的高次波产物减少，降低了电磁辐射，同时也减少了纹波电压，提高了与基波信号的信号噪声比值。
当需要控制R两端的基频阻尼系数fD时，可以施加相应比例的电流反馈，或在R之前串联小电阻RD。可以分别调节Rf1与Rf2的反馈比例，以调节输出阻抗与fD值的大小。自[Rf]上取样的反馈为电流反馈，它使fD下降。调节[Rf1]、[Rf2]，可任意改变fD数值。
图1、普通开关功率放大器图2、短接器件VA的连接于电路a、b端。
图3、普通开关功率放大器中，继流二极管D中流过的电流It2。
图4、为防止短路开关电流而设定的时隙Δt。
图5、半桥电路图6、全桥电路图7、一些短接器件的构成方法。
图8、基波反馈中，反馈电阻Rf1、Rf2、电流反馈取样电阻RF，输出内阻调节电阻RD。
权利要求
1.一种改进的数字放大器，其特征在于在放大器的[a]、[b]端，正负脉冲之外的时间，以有源控制器件[VA]短接[a]、[b]端，短接时间还可以包括[F]、[D]或[G]、[H]基频信号为零的时间段，[F]、[D]或[G]、[H]端子可以对基频信号施加负反馈。
2.根据权利要求1所述的放大器，其进一步特征在于VA短接器使用二个反向串接的JFET或一个JFET。
3.根据权利要求1所述的放大器，其进一步特征在于VA短接器使用体内二极管反向对接的两个串联MOSFET构成，或以双向晶闸管或双向MCT管等构成，亦可在全桥电路中利用V1、V2、V3、V4兼作短接器件，可以采用任何双向阻断，Ron相同的可控器件。
4.根据权利要求1所述的放大器，其进一步特征在于调节输出阻抗可用串接[RD]或加电流取样电阻[RF]，[Rf2]、[Rf1]作电流反馈与电压反馈比值调节，或使用前馈与后馈，或复合反馈。
5.根据权利要求1所述的放大器，其进一步特征在于VA短接器件的Ron小于0.01mΩ～2kΩ以下。
6.根据权利要求1所述放大器，其进一步特征在于短接器VA的短接与断开Δt时间，可以由推动电路控制器数字DSP电路产生并控制，输出开关脉冲及[F]、[D]、[G]、[H]信号、DSP电路与短接器相互反锁，输出检测电路测到信号电平与输出电平差值较大时，VA断开并切断总电路。
7.根据权利要求1所述的放大器，其进一步特征在于调节AC/DC或DC/DC以及变压器抽头以改变电源电压使输出功率为可控制方式，同时，保持数字功率放大器的占空比恒小于5％～50％以下，其占空比与电源电压的关系比以手动控制或分级自动控制。
8.根据权利要求1所述的放大器，其进一步特征在于输出端[F]、[D]或[G]、[H]连接在模拟放大器的电流供给端，取代原电流供给器。
全文摘要
本发明涉及一种改进的数字开关放大器电路，特别是涉及一种大幅降低数字开关功率放大器开环输出内阻，提高阻尼系数，降低纹波电压、提高转换效率的方法。由于性能的改进，当用于数字音频功率放大器时，由于大幅提高阻尼系数，明显改善对负载的控制力，大幅改善音质、层次感及清晰度。可广泛适用于数字控制功率输出电路、开关电源转换器与其它数字电路、模拟电路、模拟功率放大器的电流供给与动态电源供给器。
文档编号H03F3/20GK1567714SQ03129578
公开日2005年1月19日 申请日期2003年6月27日 优先权日2003年6月27日
发明者于志伟 申请人:于志伟