专利名称：电容性负载的驱动电路、静电型换能器、超声波扬声器的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用D类(数字)功率放大器的电容性负载的驱动电路、静电型换能器、电路常数的设定方法、超声波扬声器、显示装置和指向性音响系统，特别涉及适合于驱动如下超声波扬声器的D类功率放大器的电路结构，该超声波扬声器通过从作为电容性负载的静电型换能器输出利用可听频带的音响信号对超声波频带的载波进行调制而得到的调制波，从而再现具有高指向性的声音。
背景技术：
超声波扬声器可以通过输出通过可听频带的音响信号将超声波频带的载波进行调制而得到的调制波，从而再现具有高的指向性的声音。
在超声波扬声器的换能器(传送器(transmitter))中，一般使用压电型的换能器。但是，压电型的换能器利用元件的尖锐敏锐的谐振特性，所以可以得到高的声压，但是频带非常窄。因此，在使用压电型的换能器的超声波扬声器中，可再现的频带窄，与扩音器(loudspeaker)比较具有再现音质差的倾向。因此，正在进行用于改善上述问题的各种努力(例如，参照专利文献1)。
相对于此，存在使用如下类型的静电型换能器的超声波扬声器(参照图11所示的静电型超声波换能器的例子)，该静电型换能器使静电力在振动膜的电极与固定电极之间作用，从而使振动膜振动，使产生声压。静电型换能器具有可以在宽的频率范围内得到平坦的输出声压特性的特征。因此，使用静电型换能器的超声波扬声器与使用压电型换能器的超声波扬声器相比，有能够进一步提高再现音质的优点。
但是，使用模拟放大器来驱动该静电型换能器的情况下，有如下说明的问题。
图21是表示单端推挽(push-pull)电路的例子的图，根据此图，说明使用一般的模拟功率放大器来驱动电阻性的负载的情况下的损失和驱动电容性的负载的情况下的损失的区别。如图21所示，一般的模拟功率放大器使用在输出级(功率放大级)上下地级联连接了NPN晶体管Tr1和PNP晶体管Tr2的单端推挽电路。使输出级晶体管以作为AB(B级)或者A级而动作。并且，图21(A)表示驱动作为电阻性负载的负载阻抗RL的情况下的例子，图21(B)表示驱动作为电容性负载的负载静电电容(静电型换能器等)CL的情况下的例子。
图22是表示在模拟功率放大器的输出级晶体管(单侧)产生的功率损失的例子的图，表示使输出级晶体管以B级而动作的情况下，图21所示的上侧晶体管Tr1的集电极发射极间的电压VCE和集电极电流IC的关系。
在电阻性的负载的情况下，输出电压(负载电压)的相位和输出电流(负载电流)的相位大致相等，所以晶体管的集电极发射极之间的电压VCE和集电极电流IC的相位关系如图22(A)所示，成为反相的关系。即，当输出电流(IC)最大时VCE成为最小，当输出电流最小时VCE成为最大。
与此相对，在负载静电电容CL的情况下，输出电压(负载电压)的相位和输出电流(负载电流)的相位偏移大约90度，所以VCE和IC之间的相位关系也如图22(B)所示，偏移大约90度。此时，当输出电流(IC)最大时VCE具有大值而不是最小值，所以在晶体管中产生大的损失WQ。从而，在晶体管中产生比电阻性的负载的情况下更大的功率损失。
如上所述，在使用一般的模拟功率放大器来驱动静电型换能器(电容性负载)的情况下，在相同的输出功率时，与电阻性的负载相比电容性的负载在输出级晶体管中的功率损失更大。因此，在使用模拟功率放大器来驱动静电型换能器的情况下，与驱动电阻性的负载的情况相比需要输出更大的功率放大器，从而存在装置大型化的问题。
另一方面，最近，作为音频用功率放大器，使输出级晶体管进行切换(switching)动作的D类功率放大器正在普及(例如，参照专利文献2)。D类功率放大器有如下的优点在输出级元件中使用导通电阻小的功率MOSFET，通过使MOSFET进行切换动作，从而可以降低在输出级元件中的损失。这样，D类功率放大器与模拟放大器相比，在输出级元件中的损失小，所以可以省略在模拟功率放大器中必需的散热器或者可实现小型化。从而，可以实现小型并且高输出的放大器。因此，D类功率放大器在要求小型化、低损失的车载用放大器和便携终端用的放大器、输出频道数多的AV放大器等中被采用的例子越来越多。
图23是表示D类功率放大器的一般的结构例的图。在图23所示的D类功率放大器40中，输入信号41通过PWM调制器42被进行PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)调制或者PDM(Pulse densityModulation，脉冲密度调制)调制，从而被调制为高频的数字信号，然后通过栅极驱动电路43，驱动D类输出级44。D类输出级44使用导通电阻小的功率MOSFET，通过栅极驱动电路43使功率MOSFET在饱和区域上动作，即、使功率MOSFET进行切换动作(导通/截止动作)。功率MOSFET截止时，几乎没有电流流过，所以功率MOSFET中的损失大致为零(0)。另一方面，功率MOSFET导通时，电流流向负载，但是导通时的功率MOSFET的电阻，即所谓的导通电阻为几mΩ～几十mΩ左右的非常小的值，所以即使流过大电流，也可以把功率MOSFET的损失抑制得非常小。从而，与模拟放大器相比，在D类功率放大器40中输出级元件中产生的损失非常小，所以可以实现小型并且高输出的放大器。
这样，D类输出级44的输出成为切换波形(调制波形)，所以有必要在使用低通滤波器除去切换/载波成分之后，提供给负载。该滤波器一般使用功率损失小的LC低通滤波器(LPF)45。
然而，LC低通滤波器能够与适当值的负载电阻连接而开始获得有效的低通滤波器的频率特性。例如图24示出了把截止频率设定为约50kHz时的二阶LC低通滤波器的频率特性的一例，可以看出截止频率附近的响应根据负载电阻RL的值而有很大不同。
这样，若与LC低通滤波器连接的负载电阻RL的值过于小，则导致频率特性变得很迟钝，增大了驱动频带中的增益减小，反过来若负载电阻RL的值过大则在频率特性中产生大的峰值。扩音器的阻抗通常为4～8Ω，因此对于通常的音频用D类功率放大器，把LC低通滤波器设计成当连接4～8Ω的负载时，具有平坦的输出频率特性。
与扩音器不同，静电型换能器具有与电容器相同的结构，因此对于换能器的阻抗，静电电容成分是支配性的。作为等效电路，与负载的静电电容成分串联连接的电阻成分即所谓等效串联电阻(ESR)非常小，而并联连接的电阻成分非常大。(虽然也存在电感成分，但是由于数值微小而在这里忽略不计。)因此，若使静电型换能器与LC低通滤波器的输出连接，则等同于将LC低通滤波器的输出开放，因此LC低通滤波器的输出在滤波器的谐振频率附近显示出具有非常尖锐的峰值的响应。因此，若使用通常的音频用D类功率放大器，把静电型换能器作为负载来驱动(使用D类功率放大器的LC低通滤波器来去除切换/载波成分)，则会导致在输出的频率特性中产生大的峰值(例如参照图24中R＝16Ω的曲线)，无法获得平坦的频率特性，除了该问题外，还存在最差的情况下会导致动作不稳定的问题。特别是在将静电型换能器用作超声波扬声器时，由于无法获得平坦的输出特性而导致再现音质降低。
如果把静电型换能器连接适当值的外带电阻，则能够使频率特性变平坦，但相反由于电阻而产生大的功率损失。这就抹消了静电型换能器的损失小这样的优点，并非是理想的方法。
专利文献1日本特开2001-86587号公报专利文献2日本特开2002-158550号公报如上所述，若使用通常的音频用D类功率放大器，把静电型换能器(电容性负载)作为负载来驱动，则产生在输出的频率特性中产生大的峰值，而无法获得平坦的频率特性的问题，此外还产生在最差的情况下会导致动作不稳定的问题。特别是在将静电型换能器用作超声波扬声器时，若无法获得平坦的输出特性则导致再现音质降低。
如果把静电型换能器连接适当值的外带电阻，则能够使频率特性变平坦，但相反由于电阻而产生大的功率损失。这就抹消了静电型换能器的损失小这样的优点，并非是理想的方法。
发明内容
本发明是为了解决上述问题而提出的，其目的在于提供电容性负载的驱动电路、静电型换能器、电路常数的设定方法、超声波扬声器、显示装置和指向性音响系统，所述电容性负载的驱动电路、静电型换能器、电路常数的设定方法、超声波扬声器、显示装置和指向性音响系统能够在使用D类功率放大器来驱动电容性负载时，使损失低，并在驱动频带中实现平坦的频率特性。
本发明是为了解决上述问题而提出的，本发明的电容性负载的驱动电路的特征在于，所述电容性负载的驱动电路包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换(switching)电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压；电容性负载，其与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接；以及负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈。
根据上述结构，在功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)的输出侧设置低通滤波器(LC低通滤波器等)，使该低通滤波器的输出通过输出变压器而施加于负载静电电容(例如静电型换能器等)。这样，通过将由LC低通滤波器、输出变压器和负载静电电容构成的输出滤波器，与功率切换电路组合而构成负载静电电容的驱动电路。另外，将来自低通滤波器的后级的负反馈信号反馈至输入侧，使用误差放大电路对该负反馈信号与外部输入信号的误差信号进行放大，通过调制电路对该放大的误差信号进行脉冲调制(例如PWM调制或PDM调制)。在栅极驱动电路中，基于由调制电路生成的调制信号，生成功率切换电路的切换元件的栅极信号，对该切换元件进行导通/截止控制。
由此，不需要对负载静电电容连接负载电阻(阻尼(damper)电阻)即能够实现平坦的输出频率特性。并且由于不需要负载电阻，所以能够同时减少负载电阻中的损失和功率切换电路的输出级元件中所产生的损失，并且能够非常高效地驱动包含负载在内的电路整体。另外，通过从LC低通滤波器之后、输出变压器之前施加负反馈，从而即使在负载静电电容变化的情况下，也能够实现稳定的偏差小的平坦的输出频率特性(通过特性)。因此，例如在使用静电型换能器作为负载静电电容时，能够在宽频带范围内稳定地驱动静电型换能器。特别是在将本发明的驱动电路用于超声波扬声器时，能够实现基于平坦的输出特性的再现音质的提高。
本发明的电容性负载的驱动电路的特征在于，所述误差放大电路构成为包括积分器。
根据该结构，在通过误差放大电路对来自低通滤波器(LC低通滤波器等)的后级的负反馈信号与外部输入信号的误差信号进行放大时，使该误差放大电路具有误差信号的积分功能(积分器)。
由此，能够控制成使得在误差信号中不会产生恒定偏移(恒定偏差)，使负反馈信号与外部输入信号一致。
本发明的电容性负载的驱动电路的特征在于，所述低通滤波器是二阶LC低通滤波器。
根据该结构，使得在功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)之后设置的低通滤波器为二阶LC低通滤波器。由此，不会消耗来自功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)的输出功率，能够去除切换/载波成分。另外，通过从二阶LC低通滤波器之后施加负反馈，能够将负反馈信号的相位旋转量抑制在180度以内，从而抑制负反馈电路的振荡，实现稳定的负反馈控制。
本发明的电容性负载的驱动电路的特征在于，所述负反馈电路构成为包括相位补偿电路。
根据该结构，在负反馈电路中设置相位补偿电路。由此能够扩大负反馈的相位余量，进行稳定的负反馈控制。
本发明的电容性负载的驱动电路的特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，构成输出电路的各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一并联谐振频率f1与电容性负载的额定驱动频率或载波频率fd一致或大致一致。
根据该结构，把电路常数设定成使得D类功率放大器所驱动的负载侧的并联谐振频率f1与负载静电电容的额定驱动频率或载波频率一致或大致一致。
由此，能够使在负载静电电容的驱动频带中负载侧的阻抗提高，使来自功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)的输出电流减小，降低功率损失。
本发明的电容性负载的驱动电路的特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，构成输出电路的各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一串联谐振频率f2与电容性负载的驱动频带的截止频率fc一致或大致一致。
根据该结构，把各电路常数设定成使得第二串联谐振频率f2与负载静电电容的驱动频带(通带)的截止频率fc一致或大致一致。
由此，能够有效地阻止比负载静电电容的驱动频带(通带)高的频率成分通过，减小输出噪声。
本发明的电容性负载的驱动电路的特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，上述漏感和其它电路常数设定成使得所述谐振频率中第二串联谐振频率f4位于比调制电路的调制频带低的频域侧。
根据该结构，把各电路常数设定成使得第二串联谐振频率f4位于比调制电路的调制频带(功率切换电路的切换频带(调制用载波频带))低的频域侧。
由此，能够使在功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)的切换频带中所述低通滤波器的衰减斜率增大，从而充分地去除功率切换电路输出中的切换/载波成分，减小输出噪声。
本发明的电容性负载的驱动电路的特征在于，所述电容性负载为静电型换能器，该静电型换能器具有具有多个孔的第一电极；具有与所述第一电极的孔成对的多个孔的第二电极；以及振动膜，该振动膜具有导电层，且该振动膜被由所述第一、第二电极构成的一对电极所夹持，该导电层上被施加直流偏压，所述输出变压器的二次侧线圈具有中心抽头，所述输出变压器的二次侧线圈的一个端子与所述静电型换能器的第一电极连接，而另一个端子与第二电极连接，以所述输出变压器的二次侧线圈的中心抽头为基准，所述振动膜的导电层上被施加直流偏压。
根据该结构，作为由本发明的电容性负载的驱动电路所驱动的负载静电电容，例如使用图11所示的推挽式的静电型换能器，将输出变压器T的二次侧线圈的一个端子与前面侧固定电极(第一电极)连接，而将另一个端子与背面侧固定电极(第二电极)连接，以输出变压器T的二次侧线圈的中心抽头为基准，向振动膜的导电层(振动膜电极)施加直流偏压。
由此，能够在宽频带范围内低损失地驱动推挽式的静电型换能器。特别是在将静电型换能器用作超声波扬声器的情况下，能够获得基于平坦的输出特性的再现音质的提高。
本发明的静电型换能器的特征在于，该静电型换能器包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换(switching)电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；以及输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压，所述静电型换能器与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接，作为电容性负载而被驱动。
根据上述结构，在功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)的输出侧设置低通滤波器(LC低通滤波器等)，使该低通滤波器的输出通过输出变压器而施加于静电型换能器(负载静电电容)。这样，通过将由LC低通滤波器、输出变压器和负载静电电容构成的输出滤波器，与功率切换电路组合而构成静电型换能器的驱动电路。另外，将来自低通滤波器的后级的负反馈信号反馈至输入侧，使用误差放大电路对该负反馈信号与外部输入信号的误差信号进行放大，通过调制电路对该放大的误差信号进行脉冲调制(例如PWM调制或PDM调制)。在栅极驱动电路中，基于由调制电路生成的调制信号，生成功率切换电路的切换元件的栅极信号，对该切换元件进行导通/截止控制。
由此，不需要对静电型换能器连接负载电阻(阻尼(damper)电阻)即能够实现平坦的输出频率特性。并且由于不需要负载电阻，所以能够同时减少负载电阻中的损失和功率切换电路的输出级元件中所产生的损失，并且能够非常高效地驱动包含负载在内的电路整体。另外，通过从LC低通滤波器之后、输出变压器之前施加负反馈，从而即使在静电型换能器的负载静电电容变化的情况下，也能够实现稳定的偏差小的平坦的输出频率特性(通过特性)。因此，能够在宽频带范围内稳定地驱动静电型换能器。特别是在将本发明的静电型换能器用于超声波扬声器时，能够实现基于平坦的输出特性的再现音质的提高。
本发明的静电型换能器的特征在于，所述误差放大电路构成为包括积分器。
根据该结构，在通过误差放大电路对来自低通滤波器(LC低通滤波器等)的后级的负反馈信号与外部输入信号的误差信号进行放大时，使该误差放大电路具有误差信号的积分功能(积分器)。
由此，能够控制成使得在误差信号中不会产生恒定偏移(恒定偏差)，使负反馈信号与外部输入信号一致。
本发明的静电型换能器的特征在于，所述低通滤波器是二阶LC低通滤波器。
根据该结构，使得在功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)之后设置的低通滤波器为二阶LC低通滤波器。由此，不会消耗来自功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)的输出功率，能够去除切换/载波成分。另外，通过从二阶LC低通滤波器之后施加负反馈，能够将负反馈信号的相位旋转量抑制在180度以内，从而抑制负反馈电路的振荡，实现稳定的负反馈控制。
本发明的静电型换能器的特征在于，所述负反馈电路构成为包括相位补偿电路。
根据该结构，在负反馈电路中设置相位补偿电路。由此能够扩大负反馈的相位余量，进行稳定的负反馈控制。
本发明的静电型换能器的特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，构成输出电路的各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一并联谐振频率f1与静电型换能器的额定驱动频率或载波频率fd一致或大致一致。
根据该结构，把电路常数设定成使得D类功率放大器所驱动的负载侧的并联谐振频率f1与静电型换能器的额定驱动频率或载波频率大致一致。
由此，能够使在静电型换能器的驱动频带中负载侧的阻抗提高，使来自功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)的输出电流减小，降低功率损失。
本发明的静电型换能器的特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，构成输出电路的各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一串联谐振频率f2与静电型换能器的驱动频带的截止频率fc一致或大致一致。
根据该结构，把各电路常数设定成使得第二串联谐振频率f2与静电型换能器的驱动频带(通带)的截止频率一致或大致一致。
由此，能够有效地阻止比静电型换能器的驱动频带(通带)高的频率成分通过，减小输出噪声。
本发明的静电型换能器的特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，上述输出变压器的漏感和其它电路常数设定成使得所述谐振频率中第二串联谐振频率f4位于比调制电路的调制频带低的频域侧。
根据该结构，把各电路常数设定成使得第二串联谐振频率f4位于比调制电路的调制频带(功率切换电路的切换频带(调制用载波频带))低的频域侧。
由此，能够使在功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)的切换频带中所述低通滤波器的衰减斜率增大，从而充分地去除功率切换电路输出中的切换/载波成分，减小输出噪声。
本发明的静电型换能器的特征在于，该静电型换能器具有具有多个孔的第一电极；具有与所述第一电极的孔成对的多个孔的第二电极；以及振动膜，该振动膜具有导电层，且该振动膜被由所述第一、第二电极构成的一对电极所夹持，该导电层上被施加直流偏压，所述输出变压器的二次侧线圈具有中心抽头，所述输出变压器的二次侧线圈的一个端子与所述静电型换能器的第一电极连接，而另一个端子与第二电极连接，以所述输出变压器的二次侧线圈的中心抽头为基准，所述振动膜的导电层上被施加直流偏压。
根据该结构，作为本发明的静电型换能器，例如使用图11所示推挽式的静电型换能器，将输出变压器T的二次侧线圈的一个端子与前面侧固定电极(第一电极)连接，而将另一个端子与背面侧固定电极(第二电极)连接，以输出变压器T的二次侧线圈的中心抽头为基准，向振动膜的导电层(振动膜电极)施加直流偏压。
由此，能够在宽频带范围内低损失地驱动推挽式的静电型换能器。特别是在将静电型换能器用作超声波扬声器的情况下，能够获得基于平坦的输出特性的再现音质的提高。
本发明的电路常数的设定方法，其特征在于，该电路常数的设定方法包括以下步骤使用误差放大电路对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；使用调制电路对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；使用功率切换电路对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压之间进行切换；使用栅极驱动电路，根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；使用与所述功率切换电路的输出侧连接的低通滤波器，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；使用负反馈电路，从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；使用一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接、且在二次侧线圈上并联连接了静电型换能器作为电容性负载的输出变压器，对所述低通滤波器的输出信号进行升压；进行设定以使得由所述低通滤波器、输出变压器、静电型换能器构成的输出电路从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，并把各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一并联谐振频率f1与所述静电型换能器的额定驱动频率或载波频率fd一致或大致一致。
根据这样的步骤，把电路常数设定成使得D类功率放大器所驱动的负载侧的并联谐振频率f1与静电型换能器的额定驱动频率或载波频率大致一致。
由此，能够提高在静电型换能器的驱动频带中负载侧的阻抗，使来自功率切换电路(D类功率放大器的输出级等)的输出电流减小，减小功率损失。
本发明的超声波扬声器的特征在于，该超声波扬声器具有静电型换能器，该静电型换能器将利用可听频带的音响信号对超声波频带的载波信号进行调制而得到的调制信号作为输入信号，使该静电型换能器被超声波频带的信号所驱动，所述静电型换能器包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换(switching)电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；以及输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压，并且所述静电型换能器与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接，作为电容性负载而被驱动。
根据该结构，利用可听频带的信号波来调制超声波频带的载波，将该经过调制的信号输入到具有负反馈控制的静电型换能器的驱动电路(D类功率放大器)，驱动静电型换能器。
由此，在超声波扬声器中使用静电型换能器，利用D类功率放大器来驱动该静电型换能器时，能够在宽频带范围内低损失地且稳定地驱动该超声波扬声器，能够实现超声波扬声器的再现音质的提高。
本发明的显示装置的特征在于，该显示装置具有超声波扬声器，其利用从音响源供给的音频信号来调制超声波频带的载波信号，利用该调制信号来驱动静电型换能器，再现可听频带的信号声音；以及在投影面上投影视频的投影光学系统，构成所述超声波扬声器的静电型换能器包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换(switching)电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；以及输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压，并且所述静电型换能器与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接，作为电容性负载而被驱动。
在上述结构的显示装置中，使用由本发明的静电型换能器构成的超声波扬声器。并且通过该超声波扬声器进行从音响源供给的音频信号的再现。
由此，在显示装置中，能够使用具有平坦的输出频率特性且能够低损失地进行驱动的超声波扬声器。因此，能够使音响信号具有充分的声压和宽频带特性，以从形成于屏幕等声波反射面附近的虚拟声源发出的方式进行再现。并且也易于对音响信号的再现范围进行控制。
本发明的指向性音响系统的特征在于，该指向性音响系统具有超声波扬声器，其利用从音响源供给的音频信号中的第一音域的信号来调制超声波频带的载波信号，利用该调制信号来驱动静电型换能器，再现可听频带的信号声音；以及再现用扬声器，其再现从所述音响源供给的音频信号中第二音域的信号，所述指向性音响系统通过所述超声波扬声器再现从音响源供给的音频信号，在屏幕等声波反射面附近形成虚拟声源，构成所述超声波扬声器的静电型换能器包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换(switching)电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；以及输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压，并且所述静电型换能器与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接，作为电容性负载而被驱动。
上述结构的指向性音响系统中，使用由本发明的静电型换能器构成的超声波扬声器。并且通过该超声波扬声器进行从音响源供给的音频信号中的中高音域(第一音域)的音频信号的再现。并且，使用低音再现用扬声器对从音响源供给的音频信号中的低音域(第二音域)的音频信号进行再现。
因此，在指向性音响系统中，能够使用由D类功率放大器来驱动、并具有平坦的输出频率特性且能够低损失地驱动的超声波扬声器。因此，能够使中高音域的音响具有充分的声压和宽频带特性，以从形成于屏幕等声波反射面附近的虚拟声源发出的方式再现。并且，低音域的音响从音响系统所具备的低音再现用扬声器直接输出，因此能够加强低音域，创造现场感高的音场环境。
图1是表示本发明的电容性负载的驱动电路的结构例的图。
图2是表示各部的动作波形的一例的图。
图3是表示输出电路部分的等效电路的图。
图4是表示图3所示电路的增益频率特性曲线的图。
图5是表示将4Ω电阻与CL1串联连接时的增益-相位特性的图。
图6是表示本发明的电容性负载的驱动电路的具体结构例的图。
图7是表示本发明的电容性负载的驱动电路的电路结构与常数设定的一例的图。
图8是表示图7所示电路的环路、相位特性的图。
图9是表示图7所示电路的负载端子电压(输出电压)的频率特性的图。
图10是表示对应于负载变动的输出电压频率特性的图。
图11是表示静电型超声波换能器的结构的一例的图。
图12是表示超声波扬声器的结构例的图。
图13是表示基于模拟控制的全桥电路结构例的图。
图14是表示基于数字控制的全桥电路结构例的图。
图15是表示图14所示电路的具体结构例的图。
图16是表示把静电型超声波换能器作为负载时的电路结构例的图。
图17是表示本发明实施方式的投影仪使用状态的图。
图18是表示图17所示投影仪的外观结构的图。
图19是表示图17所示投影仪的电结构的框图。
图20是使用超声波换能器的再现信号的再现状态的说明图。
图21是表示单端/推挽电路的例子的图。
图22是表示在模拟功率放大器中产生的功率损失的例子的图。
图23是表示D类功率放大器的通常结构例的图。
图24是表示二阶LC低通滤波器的频率特性的图。
标号说明1、2电容性负载的驱动电路；2静电型超声波换能器；4超声波扬声器；11误差放大电路；11A比例积分电路；11B误差运算器；11C控制器；12调制电路；12A PWM调制电路；13栅极驱动电路；14D类输出级；15LC低通滤波器；16负反馈电路；16aRC并联电路；17相位补偿电路；18积分器；19放大器；20固定电极；20A前面侧固定电极；20B背面侧固定电极；21支持部件；22振动膜；22A振动膜电极；22B绝缘膜；24、24A、24B贯通孔；26直流电源；28A、28B交流信号；31可听频率信号源；32载波信号源；33调制器；CL、CL1、CL2负载静电电容；L、L1、L2、L3电感；LL漏感；M互感；RL负载电阻；T输出变压器；131栅极驱动电路A；132栅极驱动电路B；141D类输出级A；142D类输出级B；151低通滤波器(LPFA)；152低通滤波器(差动放大器)；162A/D转换器；171相位补偿电路A；172相位补偿电路B；
201投影仪；202屏幕；203视听者；210操作输入部；212再现范围设定部；213再现范围控制处理部；214音频/视频信号再现部；216载波振荡源；217A、217B高通滤波器；218A、218B调制器；219低通滤波器；220投影仪主体；221混频器；222A、222B驱动电路部；222C功率放大器；223低音再现用扬声器；224A、224B静电型超声波换能器；231投影仪镜头；232视频生成部；233投影光学系统。
具体实施例方式
下面参照附图对用于实施本发明的优选实施方式进行说明。
图1是表示本发明的电容性负载的驱动电路结构例的图。图2是表示各部的动作波形的一例的图。
如图1所示，本发明的电容性负载的驱动电路1的基本构成要素包括误差放大电路11、调制电路12、栅极驱动电路13、D类输出级14、LC低通滤波器(LPF)15、负反馈电路16、输出变压器T以及负载静电电容CL。
误差放大电路11用于对从外部输入的信号VIN与来自负反馈电路(后述)的信号之差进行放大，误差放大电路11的非反转输入端子(+)被输入外部输入信号VIN，反转输入端子(-)被输入来自负反馈电路16的反馈信号。
经过误差放大电路11放大的误差信号VΔ，由调制电路12转换为数字信号即调制信号VM。调制方式可以采用例如PWM(Pulse WidthModulation，脉宽调制)调制，或者PDM(Pulse Density Modulation，脉冲密度调制)调制。
从误差放大电路11输出的模拟信号的振幅信息，在PWM调制中被调制为比模拟信号的周期短的周期的脉冲的脉宽，在PDM调制中被调制为比模拟信号的周期短的周期的脉冲密度。另外，如图2所示的调制信号VM为实施了作为PDM调制的一个方式的Δ∑调制波形时的例子。调制电路12可使用通常的公知的电路结构，所以省略具体说明。
经调制电路12调制的调制信号VM由栅极驱动电路13转换为能够驱动D类输出级14的电平的栅极驱动信号，提供给D类输出级14。D类输出级14由两个Nch功率MOSFET构成上侧切换元件和下侧切换元件，根据从栅极驱动电路输出的栅极驱动信号，在正负两电源之间进行切换。
上述栅极驱动电路13包括电平移位电路(未图示)，其将经调制电路12调制的调制信号(PWM信号或PDM信号)VM的电平移位以使其变成能够驱动构成D类输出级14的功率MOSFET的栅极的电平；滞后时间(dead time)生成电路(未图示)，其用于使D类输出级的上侧切换元件与下侧切换元件的导通/截止驱动定时彼此错开；下侧栅极驱动信号生成电路(未图示)和上侧栅极驱动信号生成电路(未图示)；以及与上侧栅极驱动信号生成电路连接的浮充(floating)电源(未图示)，上述栅极驱动电路13分别生成用于驱动构成D类输出级的上侧Nch功率MOSFET的栅极的信号和驱动下侧的Nch功率MOSFET的栅极的信号并输出。
另外，对于本实施方式例中的D类输出级示出了上下均使用Nch的功率MOSFET的结构，因此对于上侧栅极驱动信号，以上侧功率MOSFET的源极电位即D类输出级的输出电压VS为基准，输出加上了上述浮充电源电压VF后的电压。图2中示出了上侧功率MOSFET的栅极电压VGH(未图示)与源极电压(D类输出电压)VS的差电压，即栅极-源极间电压VGSH的波形，上侧功率MOSFET当VGSH为VF时(VGH为VF+VS时)导通，而当VGSH为0时(VGH为VS时)截止。
另一方面，对于下侧栅极信号，以下侧功率MOSFET的源极电位即负电源电压-VDD为基准，输出加上了下侧栅极用电源电压VG后的电压。图2中示出了下侧功率MOSFET的栅极电压VGL与负电源电压-VDD的差电压，即栅极-源极间电压VGSL的波形，下侧功率MOSFET当VGSL为VG时(VGL为VG-VDD时)导通，而当VGSL为0时(VG为-VDD时)截止。
上侧栅极驱动信号与下侧栅极驱动信号具有相位为180度反相的关系，生成上下的栅极驱动信号以使得不会发生上下的功率MOSFET同时导通的情况。并且，通过上述滞后时间生成电路，对应于功率MOSFET的切换速度，进行控制以使得上侧栅极驱动信号的上升(下降)与下侧栅极驱动信号的上升(下降)的定时错开(插入延迟)，当切换转移时上下的功率MOSFET不会同时导通。另外，对于栅极驱动电路的具体结构，由于可以使用公知的电路结构来实现，所以省略详细说明。
来自D类输出级的输出电压VS经二阶LC低通滤波器去除(衰减)调制波形的切换/载波成分。
通过LC低通滤波器后的信号VO，经由输出变压器T升压后，施加于负载静电电容CL上。此时，通过负载静电电容CL和输出变压器T的线圈电感也形成滤波器，所以通过上述LC低通滤波器没有完全除去的切换/载波成分在这里进一步衰减，被提供给负载(VCL、ICL)。同时，通过LC低通滤波器后的信号VO，经由负反馈电路16反馈至上述误差放大电路11的反转输入端子(-)。
图2示出了图1所示驱动电路内的各部的动作波形，VIN表示至驱动电路的外部输入信号的电压波形，VΔ表示来自误差放大电路的输出电压波形，VM表示Δ∑调制信号电压波形(以逻辑电平来表示)，VGSH表示上侧功率MOSFET栅极-源极间电压波形，VGSL表示下侧功率MOSFET栅极-源极间电压波形，VS表示D类输出级的输出电压波形，VO表示LC低通滤波器输出电压波形(输出变压器一次侧电压波形)，VCL表示负载静电电容CL的端子电压波形，ICL表示负载静电电容CL的电流波形。
下面对本发明驱动电路中的电路常数的设定方法进行说明。
首先确定LC低通滤波器以后的输出电路的常数。
图3是表示输出电路部分的等效电路的图，设把负载静电容量CL换算成输出变压器T的一次侧而得到的为CL1，把输出变压器T的二次侧线圈短路时的一次侧线圈的电感为漏感LL，输出变压器T的互感为M，则LC低通滤波器以后的输出电路的等效电路如图3所示。另外，由于电路的电阻成分很小，此处忽略不计。
若设角频率为ω，则从图3的等效电路的输入侧观察到的阻抗Z为数式1Z=Anω4+Bnω2+CnAdω4+Bdω2+Cd.]]>此处数式2An＝(2M+LL)LLLCCL1Bn＝-{(M+LL)(C+CL1)+(2M+LL)LLCL1}Cn＝L+M+LLAd＝(2M+LL)LLCCL1Bd＝-(C+CL1)(M+LL)Cd＝1另外，若设输出变压器T的一次侧线圈的自感为L1，输出变压器T的一次侧线圈与二次侧线圈的耦合系数为k，则“M＝L1-LL＝kL1”。另外上式所表示的Z的根有四个。分母的根，即，数式3ω1=-Bd-Bd2-4AdCd2Ad,]]>ω3=-Bd+Bd2-4AdCd2Ad]]>为图3的等效电路的极，表示并联谐振角频率(反谐振角频率)。
另外，分子的根，即，数式4
ω2=-Bn-Bn2-4AnCn2An,]]>ω4=-Bn+Bn2-4AnCn2An,]]>为图3的等效电路的零点，表示串联谐振角频率。
例如，当输出电路的各电路常数为L＝10μH、C＝0.47μF、L1＝20μH、LL＝0.4μH、CL1＝1μF时，根据上式，各谐振频率f1～f4为，f1＝29.4kHz、f2＝50.1kHz、f3＝315kHz、f4＝321kHz。
图4示出了从恒压源(输出阻抗为0.1Ω)供给信号时的图3所示电路的增益频率特性曲线，如图4(B)所示，电路电流(恒压源的输出电流)在并联谐振频率f1、f3时取极小值，在串联谐振频率f2、f4时取极大值。
在本发明中，把上述输出电路的各元件的常数设定成使得电容性负载的额定驱动频率或载波频率与并联谐振频率f1大致相等。由此，在额定驱动频率时，能够抑制流经变压器一次侧的电流，可减小损失。
另外，如图4(A)所示，负载静电电容CL1的电压从f2到f3，以12dB/octave的斜率衰减，从f4到高频域侧以24dB/octave的斜率衰减。在本发明中，把D类输出级的切换频率设定在比串联谐振频率f4高的频域。由此，在切换频带，能够获得更大的衰减率，进一步降低输出的高次谐波失真。
在图3所示电路中，由于电路中没有电阻成分(或者小至可以忽略不计)，因此在增益的频率特性中存在图4所示的尖锐的峰值，无法获得平坦的通过特性。因此无法满足作为要求平坦的通过特性的放大器的性能。因此，通常通过连接负载电阻来获得阻尼器的特性，使频率特性平稳。
图5示出了把4Ω的电阻与负载静电电容CL1串联连接时的增益相位特性，通过连接负载电阻，能够获得没有峰值的平坦的通过特性。在通常的音频放大器中，扩音器作为驱动负载，通常具有几Ω左右的电阻成分。通过该电阻成分使负载自身具有强的阻尼器的特性，从而实现平坦的通过特性。
与此相对，在本发明中，驱动对象为静电电容CL1，其(串联)电阻成分非常小。虽然通过连接电阻而使通过特性变得平坦，但相反却在电阻中产生功率损失。特别是负载静电电容越大或者驱动频率越高，负载阻抗就越小，而流经负载的电流就越大。从而导致电阻中的功率损失非常大，效率显著降低。静电型换能器这样的电容性负载具有设备自身的损失非常小的优点，但是如果按如上所述连接负载电阻，则会抹消该优点，这是不希望的。
本发明为了解决该问题，不连接(大的串联)负载电阻，而通过进行负反馈控制，从而实现低损失且实现平坦的通过特性。因此，构成为从LC低通滤波器的后级进行负反馈。
在上述输出电路中，通过二阶LC低通滤波器使相位旋转180度，并通过输出变压器T和负载静电电容CL1进一步使相位旋转180度。为了进行稳定的负反馈，从二阶LC低通滤波器之后，输出变压器T之前施加负反馈，从而能够首先将输出电路部分中的相位旋转量抑制于180度以内。由于在该状态下施加负反馈时的相位余量尚小，所以进一步在负反馈电路内追加相位补偿(相位超前)电路，以扩大相位余量，从而实施稳定的负反馈。
图6是表示本发明的电容性负载的驱动电路的具体结构例的图，示出了进行相位补偿的结构框图。图7是表示该电路结构和常数设定的一例的图。
图6所示的误差放大电路11之后的积分器18与放大器19组合起来而构成PI(比例积分)控制系统，用于抑制在输出中所产生的DC偏置(恒定偏差)。由误差放大电路11、积分器18和放大器19所构成的比例积分电路11A，在实际电路中例如图7所示，可构成为包括与进行误差放大同时提供比例增益的运算放大器和4.7kΩ、220kΩ的电阻；和进行积分的22kΩ的电阻、0.1μF的电容器。
负反馈电路16和相位补偿电路17例如图7所示，可由RC并联电路16a构成。
在图7所示例中，示出了以负载电压250V、驱动频带40kHz～80kHz来驱动合成静电电容为10nF的静电型换能器(负载静电电容CL)时的电路常数的一个例子。考虑D类输出级的切换频率为约1MHz。
使由负载静电电容10nF和变压器二次侧线圈自感L2构成的谐振电路的谐振频率为驱动频带的中心频率60kHz左右的L2的值为大约850μH。
在信号输入为1V时用于获得250V输出的电压增益为48dB，其中若分配为在预驱动级为8dB，在D类输出级为20dB，在变压器为20dB，则变压器的一次侧线圈的自感为8.5μH。
设截止频率为约80kHz，使用上述输出电路的公式来设定LC低通滤波器的常数L、C和变压器的耦合系数k的值，以使上述输出电路的谐振频率中f3、f4小于1MHz，则当L＝4μH、C＝0.47μF、k＝0.98时，f1＝45.2kHz、f2＝78.4kHz、f3＝483kHz、f4＝493kHz。
如果如图7所示对上述输出电路设定误差放大器的增益和负反馈增益、以及相位补偿电容，则获得图8所示的环路增益和相位特性，以及图9所示的闭环路特性。
如图8所示，充分确保相位余量和增益余量，成为稳定的负反馈特性。从二阶LC低通滤波器的后级取出负反馈环路，因此受到LC低通滤波器和LC低通滤波器后级的谐振电路的阻抗的影响，在环路增益特性中存在尖锐的峰值。在不施加负反馈或者如通常的音频用D类放大器那样从LC低通滤波器之前施加负反馈的情况下，只要不连接负载电阻，就会在输出电压的特性中直接表现出这种尖锐的谐振特性。但是在本发明中，由于利用该谐振特性来施加负反馈，因此能够在谐振峰值的位置使环路增益即制动力更大，使控制力作用于进一步抹消谐振的峰值的方向。因此如图9所示，可知闭环路特性中没有峰值，尽管没有负载电阻，也能够获得平坦的输出特性。进而如图10所示，即使负载静电电容发生大的变化(5nF～15nF)时，输出特性也不会发生大的变化，能够实现相对于大的负载变化的稳定且平坦的输出特性。
另外，通过输出变压器T的电感成分和负载静电电容成分，在变压器二次侧也形成LC低通滤波器，因此仅二阶LC低通滤波器的结构即能够提高切换/载波的除去性能。在图9的例子中1MHz可获得约-10dB的衰减性能。
另外，通过增大输出变压器T的漏感LL(减小耦合系数)，能够将谐振频率f3、f4的值设定为更小。
若增大输出变压器T的漏感，则使输出频率特性相对于负载静电电容变化的变化增大，但由于谐振频率f3、f4的位置向更低频域侧移动，因此能够进一步减小切换频带的增益(进一步增大衰减)。因此能够进一步提高切换/载波的除去性能，进一步使输出高次谐波失真减小。或者在相同的切换/载波的除去性能的情况下，可将切换频率设定得更低，所以能够使输出级元件中的切换损失进一步减小，构成为更高效的电路。
如上所述的电容性负载的驱动电路适合用作使用静电型换能器的超声波扬声器的驱动电路。超声波扬声器通过输出利用可听频带的音响信号来调制超声波频带的载波而得到的调制波，从而能够再现具有高指向性的声音。
静电型换能器具有较宽频带的声压-频率特性，因此如果将静电型超声波换能器用作超声波扬声器的换能器，则与窄频带的压电型换能器相比能够提高再现音质。
图11示出了适合用作超声波扬声器的静电型超声波换能器的结构的一例。
图11(A)示出了静电型超声波换能器3的剖面，包括具有导电层(振动膜电极)221的振动膜22；以及由与该振动膜22的各面对置而设置的前面侧固定电极(第一电极)20A和背面侧固定电极(第二电极)20B构成的一对固定电极(在指前面侧固定电极20A和背面侧固定电极20B双方时称为固定电极20)。振动膜22也可以如图11(A)所示形成为由绝缘膜22B夹持着形成电极的导电层(振动膜电极)22A，也可以由导电性材料形成振动膜整体。
另外，在扶持着振动膜的前面侧固定电极20A设有多个贯通孔24A，并且在背面侧固定电极20B上与设置于前面侧固定电极20A上的各贯通孔24A对置的位置上，设有相同形状的贯通孔24B(在指贯通孔24A和贯通孔24B双方的情况下称为贯通孔24)。前面侧固定电极20A和背面侧固定电极20B分别通过支持部件21而被支持成与振动膜22隔开规定的间隙，如图11(A)所示，支持部件形成为使振动膜22与固定电极20隔着一部分间隙对置。图11(B)示出了静电型超声波换能器3的单侧平面外观(将固定电极20的局部切去后的状态)，上述多个贯通孔24排列成蜂窝状。图11(C)是接合了所述支持部件的固定电极的平面图，示出了从换能器的振动膜侧观察固定电极侧的状态。支持部件21由绝缘材料构成，例如以在印刷基板上进行抗蚀剂印刷的要领，在固定电极20的表面(与振动膜对置的一侧)上使用绝缘材料进行图形印刷而形成支持部件21。
根据上述结构，向静电型超声波换能器的前面侧固定电极20A和背面侧固定电极20B上，施加振幅相同而相位彼此反相的交流信号28A、28B。并且通过直流电源26对振动膜电极22A施加直流偏压。这样，通过对振动膜电极22A施加直流偏压，向前面侧固定电极20A和背面侧固定电极20B上施加彼此相位反相的驱动信号(交流信号)，从而能够同时对振动膜22沿同方向作用静电吸引力和静电排斥力。每当驱动信号(交流信号)的极性反转时，上述静电吸引力和静电排斥力的作用方向改变，从而使振动膜22被推挽驱动。其结果，由振动膜产生的声波通过设置于前面侧固定电极20A和背面侧固定电极20B上的贯通孔24而放出至外部。
图12是表示使用静电型超声波换能器的超声波扬声器的驱动电路的结构例的图。在图12中，使用生成可听频带的信号波的可听频率波信号源(音频信号源)31、生成并输出超声波频带的载波的载波信号源32、调制器33，使用调制器33对从载波信号源32输出的超声波频带的载波进行调制，将该调制信号作为超声波扬声器4的输入信号。
超声波扬声器4是将对超声波频带的载波利用音频信号(可听范围的信号)进行AM调制而得到的调制信号放出到空气中的扬声器，当将该调制信号放出到空气中时，由于空气的非线性，而在空气中自己再现为原来的音频信号。即由于声波是以空气为媒介而传播的疏密波，因此在经过调制的超声波传播的过程中，在空气密的部分和疏的部分显著表现出区别，在密的部分声速快而疏的部分声速慢，从而在调制波自身中产生失真，其结果波形分离成载波(超声波)和可听波(原音频信号)，而人类仅能听到20kHz以下的可听声音(原音频信号)，该原理通常称为参量阵效应。
图12所示的超声波扬声器4与图6所示的电路结构的区别是，在输出变压器T的二次侧线圈中设有中心抽头(center tap)，以中心抽头为基准，将直流偏压施加于静电型超声波换能器3的振动膜电极上。图11所示的静电型超声波换能器3如图12所示，能够利用串联连接了两个静电电容CL1、CL2的等效电路来表示，其串联连接点相当于振动膜电极22A(图11)。
如图12所示，通过连接输出变压器T和静电型超声波换能器3，从而对两固定电极施加相位彼此反相而振幅相等的交流电压，因此能够输出失真小的声波。
如上所述，在本发明中，将由LC低通滤波器、输出变压器和负载静电电容构成的输出滤波器、与D类放大器组合，并且从LC低通滤波器的后级施加负反馈，从而即使不连接负载电阻(阻尼电阻)也能够实现平坦的输出频率特性。由此，能够同时降低负载电阻中的损失和功率放大器的输出级元件中的损失，能够以非常高的效率驱动包括负载在内的电路整体。
并且，通过从LC低通滤波器之后、输出变压器之前施加负反馈，即使在负载静电电容变化的情况下，也能够实现稳定且偏差小的平坦的输出频率特性(通过特性)。因此，能够在宽频域范围内稳定地驱动静电型换能器。特别是在将本发明的静电型换能器电路用作超声波扬声器的情况下，能够实现基于平坦的输出特性的再现音质的提高。
下面对本发明的第二实施方式进行说明。
图13示出了每两组地使用栅极驱动电路、D类输出级、LC滤波器，以平衡输出进行驱动的全桥电路结构例。
从PWM调制电路12A向栅极驱动电路A 131和栅极驱动电路B 132供给彼此相位反相的PWM信号，D类输出级A 141与D类输出级B 142在相位彼此反相的状态下进行切换动作。从作为LC低通滤波器的LPFA151和LPFB 152获得的输出成为平衡输出。
在相位补偿电路A 171、相位补偿电路B 172中，分别对LPFA 151和LPF 152的输出进行超前相位补偿。同时，使电压衰减至差动放大器161的输入电平为止，通过差动放大器161将两者的差电压进行放大，然后输入误差放大电路11的反转输入端子。
在设定电路常数时，通过对LPFA 151和LPFB 152的电感成分L1、L2以串联方式合成，对电容成分C1、C2以并联方式合成，从而能够直接使用图3所示的等效电路来进行计算。
这样，通过使用全桥结构，虽然构成驱动电路的部件数量增加，但是能够获得大的输出。并且，能够降低为了获得与半桥的情况下相同的输出而需要的PWM调制率，从而能够在电路元件的AC特性和驱动电路的增益设计中获得余量，容易使特性扩展至高频域。并且，由于输出电路系统和反馈电路系统平衡动作，所以能够不易受到共态噪声(commonmode noise)的影响。
下面对本发明的第三实施方式进行说明。
图14示出了通过差动放大器161对来自LPFA 151和LPFB 152的平衡输出进行放大，然后通过A/D转换器162转换为数字值，从与输入信号的误差检测到PWM调制的一系列处理全部使用数字处理来进行的结构。误差运算器11B检测出输入信号与反馈信号的误差，控制器11C控制PWM调制率以使输入输出之间(输入信号IN和FB信号)的误差为0。PWM调制电路12A对来自控制器11C的输出进行PWM调制。
误差运算器11B、控制器11C、PWM调制电路12A由DSP(DigitalSignal Processor，数字信号处理器)或CPU等运算处理装置或者逻辑电路构成。
这样，通过将反馈信号数字化，能够利用数字电路(运算装置)来实现控制电路系统、PWM调制电路系统，从而能够实施高级信号处理和控制。
下面对本发明的第四实施方式进行说明。
图15是表示将图14的反馈电路系统的结构具体化的一例的图。
在图15所示的结构例中，由电阻R1、电容器C3、电阻R2、电容器C4构成相位超前补偿电路，电阻R1和R3以及电阻R2和R4构成使电压衰减的衰减器(分压电路)。电阻R5、R6为差动放大器的输入电阻，而利用电阻比“R7/R5”和“R8/R6”来设定差动放大器161的增益。
差动放大器161的平衡输出被输入到具有差动输入的A/D转换器162的差动输入端子，经由A/D转换器162实施A/D转换。由电阻R9、R10构成的分压电路提供差动放大器的基准电压(偏置电压)。在全桥结构的情况下，反馈信号成为平衡信号，因此能够直接向A/D转换器供给平衡信号，提高A/D转换时的S/N比。
并且电感L3是为了对输出变压器T的漏感成分进行补偿而作为外带线圈所追加的电感成分。当输出变压器T的漏感变大时，谐振频率f3、f4的位置向低频域侧移动，因此能够提高LC低通滤波器(LPF)的切换/载波的去除性能。这里，不是在输出变压器T侧生成漏感成分，而是通过将对应于漏感的电感成分作为外带线圈进行追加，从而容易进行与漏感相当的成分的调整。
下面对本发明的第五实施方式进行说明。
图16示出了将图11所示的静电型超声波换能器作为负载进行驱动时的电路结构例的图。
在图16所示的结构例中，除了在输出变压器T的二次侧线圈中设有中心抽头，以中心抽头为基准将直流偏压(VBIAS)施加于静电型超声波换能器3的振动膜电极上，除此以外与图15相同。
根据该结构，在使用D类功率放大器来驱动推挽式静电型换能器的情况下，能够实现低损失、在驱动频带中获得平坦的频率特性。
下面对具有本发明的静电型换能器且使用由超声波频带的信号所驱动的静电型超声波换能器(以下简称为“超声波换能器”)的显示装置的例子进行说明。
图17示出了作为显示装置的一例，将内置有超声波扬声器的投影仪作为例子，示出了其使用状态。如图所示，投影仪201设置于视听者203的后方，向设置于视听者203前方的屏幕202投影视频，并且通过安装于投影仪201上的超声波扬声器在屏幕202的投影面上形成虚拟声源，再现声音。另外，将使用在投影屏幕上形成虚拟声源的超声波扬声器的音响装置或内置有超声波扬声器的投影仪等称为指向性音响系统。
投影仪201的外观结构如图18所示。投影仪201构成为包括投影仪主体220，其包括将视频投影到屏幕等投影面上的投影光学系统；超声波换能器224A、224B，其可以振荡超声波频带的声波，投影仪201与根据从音响源供给的音频信号再现可听频带的信号声音的超声波扬声器一体地构成。在本实施方式中，为了再现立体声音音频信号，夹着构成投影光学系统的投影仪镜头231，在投影仪主体上左右地安装构成超声波扬声器的超声波换能器224A、224B。
进而，在投影仪主体220的底面设置有低音再现用扬声器223。并且，225为用于进行投影仪主体220的高度调节的高度调节螺丝，226为冷却风扇用的排气口。
并且，在投影仪201中，在构成超声波扬声器的超声波换能器224A、224B中使用本发明的静电型换能器。该超声波换能器224A、224B由包括D类功率放大器、滤波器、变压器等的具有负反馈控制的驱动电路来驱动，能够实现平坦的输出频率特性，并可降低驱动电路整体的损失。由此，能够以高声压振荡宽频带的音响信号(超声波频带的声波)。
通过变更载波的频率来控制可听频带的再现信号的空间性的再现范围，从而不需要以往需要的大规模的音响系统，即可实现由立体环绕系统或5.1ch环绕系统等可得到的音响效果，并且可以实现容易搬运的投影仪。
下面，投影仪201的电结构如图19所示。投影仪201具有操作输入部210；由再现范围设定部212、再现范围控制处理部213、音频/视频信号再现部214、载波振荡源216、调制器218A、218B、驱动电路部222A、222B以及超声波换能器224A、224B构成的超声波扬声器；高通滤波器217A、217B；低通滤波器219；混频器221；功率放大器222C；低音再现用扬声器223；以及投影仪主体220。另外，驱动电路部222A、222B是如图1、图6、图7、图13、图14、图15和图16等所示的电容性负载(静电型换能器)的驱动电路。
投影仪主体220具有生成视频的视频生成部232和将生成的视频投影到投影面上的投影光学系统233。根据如上所述，投影仪201将超声波扬声器以及低音再现用扬声器223与投影仪主体220一体地构成。
操作输入部210具有包括0～9数字键、数字键、用于进行电源的接通、断开的电源键的各种功能键。再现范围设定部212可通过用户对操作输入部210进行键操作而输入用于指定再现信号(信号声音)的再现范围的数据，如果该数据被输入，则规定再现信号的再现范围的载波频率被设定并且被保持。通过指定再现信号从超声波换能器224A、224B的声波放射面起在放射轴方向上到达的距离，来进行再现信号的再现范围的设定。
并且，再现范围设定部212可以通过从音频/视频信号再现部214对应于视频内容而输出的控制信号，来设定载波的频率。
并且，再现范围控制处理部213具有参照再现范围设定部212的设定内容来控制载波振荡源216，以便变更由载波振荡源216生成的载波的频率，从而成为设定的再现范围的功能。
例如，在作为再现范围设定部212的内部信息，设定了与载波频率为50kHz对应的上述距离的情况下，对载波振荡源216进行控制使其以50kHz振荡。
再现范围控制处理部213具有存储部，该存储部预先存储有表示规定再现范围的再现信号从超声波换能器224A、224B的声波放射面起在放射轴方向上到达的距离、与载波频率的关系的表格。该表格的数据可以通过实际测量载波的频率与上述再现信号的到达距离的关系而得到。
再现范围控制处理部213基于再现范围设定部212的设定内容，参照上述表格求出与设定的距离信息对应的载波的频率，控制载波振荡源216以便成为该频率。
音频/视频信号再现部214为例如使用DVD作为视频介质的DVD播放器，再现的音频信号中R频道的音频信号经由高通滤波器217A输出到调制器218A，L频道的音频信号经由高通滤波器217B输出到调制器218B，视频信号输出到投影仪主体220的视频生成部232。
并且，从音频/视频信号再现部214输出的R频道的音频信号和L频道的音频信号通过混频器221被合成，经由低通滤波器219输入到功率放大器222C中。音频/视频信号再现部214相当于音响源。
高通滤波器217A、217B具有分别只使R频道、L频道的音频信号中的中高音域的频率成分通过的特性，并且低通滤波器具有只使R频道、L频道的音频信号中的低音域的频率成分通过的特性。
从而，上述R频道、L频道的音频信号中的中高音域的音频信号分别通过超声波换能器224A、224B被再现，上述R频道、L频道的音频信号中的低音域的音频信号通过低音再现用扬声器223被再现，并且，音频/视频信号再现部214不仅限于DVD播放器，也可以是再现从外部输入的视频信号的再现装置。并且，音频/视频信号再现部214具有向再现范围设定部212输出用于指示再现范围的控制信号，以便动态地变更再现声音的再现范围，从而产生与再现的视频的场景对应的音响效果的功能。
载波振荡源216具有生成由再现范围设定部212所指示的超声波频带的频率的载波，并输出到调制器218A、218B的功能。
调制器218A、218B具有利用从音频/视频信号再现部214输出的可听频带的音频信号对从载波振荡源216供给的载波进行AM调制，将该调制信号分别输出到驱动电路部222A、222B的功能。
超声波换能器224A、224B具有分别通过从调制器218A、218B经由驱动电路部222A、222B而输出的调制信号而被驱动，将该调制信号变换成有限振幅电平的声波而放射到媒介中，再现可听频带的信号声音(再现信号)的功能。
视频生成部232具有液晶显示器、等离子体显示面板(PDP)等显示器和根据从音频/视频信号再现部214输出的视频信号来驱动该显示器的驱动电路等，生成由从音频/视频信号再现部214输出的视频信号而得到的视频。
投影光学系统233具有将显示于显示器上的视频投影到设置于投影仪主体220的前方的屏幕等投影面上的功能。
下面，说明由上述结构构成的投影仪201的动作。首先，通过用户的键操作，从操作输入部210对再现范围设定部212设定用于指示再现信号的再现范围的数据(距离信息)，对音频/视频信号再现部214进行再现指示。
其结果，在再现范围设定部212中，设定了规定再现范围的距离信息，再现范围控制处理部213取入在再现范围设定部212中设定的距离信息，参照在内置的存储部中存储的表格，求出与上述设定的距离信息对应的载波频率，控制载波振荡源216以生成该频率的载波。
其结果，载波振荡源216生成与在再现范围设定部212中设定的距离信息对应的频率的载波，输出到调制器218A、218B。
另一方面，音频/视频信号再现部214将再现的音频信号中的R频道的音频信号经由高通滤波器217A输出到调制器218A，将L频道的音频信号经由高通滤波器217B输出到调制器218B，将R频道的音频信号以及L频道的音频信号输出到混频器221，将视频信号输出到投影仪主体220的视频生成部232。
从而，通过高通滤波器217A将上述R频道的音频信号中的中高音域的音频信号输入到调制器218A中，通过高通滤波器217B将上述L频道的音频信号中的中高音域的音频信号输入到调制器218B中。
并且，上述R频道的音频信号以及L频道的音频信号通过混频器221被合成，通过低通滤波器219将上述R频道的音频信号以及L频道的音频信号中的低音域的音频信号输入到功率放大器222C中。
在视频生成部232中，基于输入的视频信号来驱动显示器，生成视频并显示。在该显示器上显示的视频通过投影光学系统233，投影到投影面例如图17所示的屏幕202上。
另一方面，调制器218A利用从高通滤波器217A输出的上述R频道的音频信号中的中高音域的音频信号，对从载波振荡源216输出的载波进行AM调制，输出到驱动电路部222A。
并且，调制器218B利用从高通滤波器217B输出的上述L频道的音频信号中的中高音域的音频信号，对从载波振荡源216输出的载波进行AM调制，并输出到驱动电路部222B。
通过驱动电路部222A、222B放大的调制信号分别施加到超声波换能器224A、224B的前面侧固定电极10A与背面侧固定电极10B(参照图11)之间，该调制信号被变换为有限振幅电平的声波(音响信号)，放射到媒介(空气中)中，从超声波换能器224A再现上述R频道的音频信号中的中高音域的音频信号，从超声波换能器224B再现上述L频道的音频信号中的中高音域的音频信号。
并且，由功率放大器222C放大的上述R频道以及L频道的低音域的音频信号通过低音再现用扬声器223被再现。
如上所述，在通过静电型超声波换能器向媒介(空气中)中放射的超声波的传播中，随着其传播在声压高的部分声速变快，在声压低的部分声速变慢。其结果，产生波形的失真。
在将放射的超声波频带的信号(载波)利用可听频带的信号进行调制(AM调制)的情况下，由于上述波形失真的结果，在调制时使用的可听频带的信号波与超声波频带的载波分离，以自解调的形式形成。此时，再现信号的扩展由于超声波的特性而成为束状，只在与普通的扬声器完全不同的特定方向上再现声音。
从构成超声波扬声器的超声波换能器224A、224B输出的束状的再现信号，通过投影光学系统233被放射到投影视频的投影面(屏幕)，被投影面反射而扩散。在此情况下，与在再现范围设定部212中设定的载波的频率相对应，由于从超声波换能器224A、224B的声波放射面起到在该放射轴方向(法线方向)上再现信号从载波分离的距离、载波的束宽度(束的扩展角度)不同，因而再现范围产生变化。
投影仪201的构成为包括超声波换能器224A、224B的超声波扬声器进行再现信号的再现时的状态如图20所示。在投影仪201中，当通过利用音频信号来调制载波而得到的调制信号驱动超声波换能器时，在通过再现范围设定部212设定的载波频率低的情况下，从超声波换能器224A、224B的声波放射面起到在其放射轴方向(声波放射面的法线方向)上再现信号从载波分离的距离，即，到再现地点的距离变长。
从而，再现的可听频带的再现信号的波束不怎么扩展地到达投影面(屏幕)202，以该状态在投影面202上产生反射，所以再现范围成为图20中的虚线箭头表示的可听范围A，成为能在距投影面202比较远且窄的范围内听到再现信号(再现声音)的状态。
与此相对，在通过再现范围设定部212设定的载波频率比上述的情况高的情况下，从超声波换能器224A、224B的声波放射面放射的声波，与载波频率低的情况相比更集中，但是从超声波换能器224A、224B的声波放射面到在其放射轴方向(声波放射面的法线方向)上再现信号从载波分离的距离，即，到再现地点的距离变短。
从而，再现的可听频带的再现信号的波束在到达投影面202之前扩展而到达投影面202，以该状态在投影面202上产生反射，所以再现范围成为图20的实线箭头表示的可听范围B，成为能在距投影面202比较近且宽的范围内听到再现信号(再现声音)的状态。
如以上说明，在本发明的显示装置(投影仪等)中，使用具有本发明的静电型换能器的驱动电路的超声波扬声器，可以确保该超声波扬声器在驱动频带中的平坦的输出频率特性，同时可以低损失地进行驱动。所以，可以使音响信号具有足够的声压和宽频域特性，以从在屏幕等声波反射面附近形成的虚拟声源发出声音的方式进行再现。并且，也可以容易地进行其再现范围的控制。
并且，上述的投影仪是在想以大画面的形式观看视频的情况下使用的，但随着最近大画面液晶电视和大画面等离子电视快速地普及，也可以把使用了本发明的静电型换能器的超声波扬声器有效地使用于这些大画面电视中。
即，通过在大画面电视中使用超声波扬声器，可以向大画面电视的前方局部地放射音频信号。
以上对本发明的实施方式进行了说明，但是本发明的电容性负载的驱动电路、静电型换能器和显示装置并不局限于上述图示例子，当然在不脱离本发明的要旨的范围内可以进行各种变更。
权利要求
1.一种电容性负载的驱动电路，其特征在于，所述电容性负载的驱动电路包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压之间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压；电容性负载，其与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接；以及负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈。
2.根据权利要求1所述的电容性负载的驱动电路，其特征在于，所述误差放大电路构成为包括积分器。
3.根据权利要求1或2所述的电容性负载的驱动电路，其特征在于，所述低通滤波器是二阶LC低通滤波器。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电容性负载的驱动电路，其特征在于，所述负反馈电路构成为包括相位补偿电路。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电容性负载的驱动电路，其特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，构成输出电路的各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一并联谐振频率f1与电容性负载的额定驱动频率或载波频率fd一致或大致一致。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电容性负载的驱动电路，其特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，构成输出电路的各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一串联谐振频率f2与电容性负载的驱动频带的截止频率fc一致或大致一致。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电容性负载的驱动电路，其特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，上述输出变压器的漏感和其它电路常数设定成使得所述谐振频率中第二串联谐振频率f4位于比调制电路的调制频带低的频域侧。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的电容性负载的驱动电路，其特征在于，所述电容性负载为静电型换能器，该静电型换能器具有具有多个孔的第一电极；具有与所述第一电极的孔成对的多个孔的第二电极；以及振动膜，该振动膜具有导电层，且该振动膜被由所述第一、第二电极构成的一对电极所夹持，该导电层上被施加直流偏压，所述输出变压器的二次侧线圈具有中心抽头，所述输出变压器的二次侧线圈的一个端子与所述静电型换能器的第一电极连接，而另一个端子与第二电极连接，以所述输出变压器的二次侧线圈的中心抽头为基准，所述振动膜的导电层上被施加直流偏压。
9.一种静电型换能器，其特征在于，该静电型换能器包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压之间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；以及输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压，所述静电型换能器与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接，作为电容性负载而被驱动。
10.根据权利要求9所述的静电型换能器，其特征在于，所述误差放大电路构成为包括积分器。
11.根据权利要求9或10所述的静电型换能器，其特征在于，所述低通滤波器是二阶LC低通滤波器。
12.根据权利要求9至11中任一项所述的静电型换能器，其特征在于，所述负反馈电路构成为包括相位补偿电路。
13.根据权利要求9至12中任一项所述的静电型换能器，其特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，构成输出电路的各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一并联谐振频率f1与静电型换能器的额定驱动频率或载波频率fd一致或大致一致。
14.根据权利要求9至13中任一项所述的静电型换能器，其特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，构成输出电路的各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一串联谐振频率f2与静电型换能器的驱动频带的截止频率fc一致或大致一致。
15.根据权利要求9至14中任一项所述的静电型换能器，其特征在于，由所述低通滤波器、输出变压器、负载静电电容形成的输出电路构成为，从输入侧观察，该输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，上述输出变压器的漏感和其它电路常数设定成使得所述谐振频率中第二串联谐振频率f4位于比调制电路的调制频带低的频域侧。
16.根据权利要求9至15中任一项所述的静电型换能器，其特征在于，该静电型换能器具有具有多个孔的第一电极；具有与所述第一电极的孔成对的多个孔的第二电极；以及振动膜，该振动膜具有导电层，且该振动膜被由所述第一、第二电极构成的一对电极所夹持，该导电层上被施加直流偏压，所述输出变压器的二次侧线圈具有中心抽头，所述输出变压器的二次侧线圈的一个端子与所述静电型换能器的第一电极连接，而另一个端子与第二电极连接，以所述输出变压器的二次侧线圈的中心抽头为基准，所述振动膜的导电层上被施加直流偏压。
17.一种电路常数的设定方法，其特征在于，该电路常数的设定方法包括以下步骤使用误差放大电路对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；使用调制电路对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；使用功率切换电路对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压之间进行切换；使用栅极驱动电路，根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；使用与所述功率切换电路的输出侧连接的低通滤波器，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；使用负反馈电路，从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；使用一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接、且在二次侧线圈上并联连接了静电型换能器作为电容性负载的输出变压器，对所述低通滤波器的输出信号进行升压；进行设定，使得从输入侧观察，由所述低通滤波器、输出变压器、静电型换能器形成的输出电路具有两个并联谐振频率f1、f3和两个串联谐振频率f2、f4(f1＜f2＜f3＜f4)，并把各电路元件的常数设定成使得所述谐振频率中第一并联谐振频率f1与所述静电型换能器的额定驱动频率或载波频率fd一致或大致一致。
18.一种超声波扬声器，其特征在于，该超声波扬声器具有静电型换能器，该静电型换能器将利用可听频带的音响信号对超声波频带的载波信号进行调制而得到的调制信号作为输入信号，使该静电型换能器被超声波频带的信号所驱动，所述静电型换能器包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压之间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；以及输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压，并且所述静电型换能器与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接，作为电容性负载而被驱动。
19.一种显示装置，其特征在于，该显示装置具有超声波扬声器，其利用从音响源供给的音频信号来调制超声波频带的载波信号，利用该调制信号来驱动静电型换能器，再现可听频带的信号声音；以及在投影面上投影视频的投影光学系统，构成所述超声波扬声器的静电型换能器包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压之间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；以及输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压，并且所述静电型换能器与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接，作为电容性负载而被驱动。
20.一种指向性音响系统，其特征在于，该指向性音响系统具有超声波扬声器，其利用从音响源供给的音频信号中第一音域的信号来调制超声波频带的载波信号，利用该调制信号来驱动静电型换能器，再现可听频带的信号声音；以及再现用扬声器，其再现从所述音响源供给的音频信号中第二音域的信号，所述指向性音响系统通过所述超声波扬声器再现从音响源供给的音频信号，在屏幕等声波反射面附近形成虚拟声源，构成所述超声波扬声器的静电型换能器包括误差放大电路，其对外部输入信号与来自输出侧的负反馈信号之差进行放大；调制电路，其对从所述误差放大电路输出的信号进行脉冲调制；功率切换电路，其对电源电压与接地电位之间或者正负两个电源电压之间进行切换；栅极驱动电路，其根据从所述调制电路输出的调制信号，生成对构成所述功率切换电路的切换元件进行切换控制的栅极驱动信号；低通滤波器，其与所述功率切换电路的输出侧连接，去除在该功率切换电路的输出信号中包含的切换/载波成分；负反馈电路，其从所述低通滤波器的输出端向所述误差放大电路的输入侧施加负反馈；以及输出变压器，所述输出变压器的一次侧线圈与所述低通滤波器的输出端连接，且该输出变压器对低通滤波器的输出信号进行升压，并且所述静电型换能器与所述输出变压器的二次侧线圈并联连接，作为电容性负载而被驱动。
全文摘要
本发明提供电容性负载的驱动电路、静电型换能器、电路常数的设定方法、超声波扬声器、显示装置、指向性音响系统。本发明的电容性负载的驱动电路，在以D级功率放大器来驱动电容性负载时可确保驱动频带中的平坦的输出电压频率特性，并能进行低损失的驱动。在D类功率放大器的输出级(14)的输出侧设有LC低通滤波器(15)，该LC低通滤波器的输出通过输出变压器(T)施加于负载静电电容CL上。此时通过负反馈电路(16)，从LC低通滤波器的后级反馈负反馈信号，利用误差放大电路(11)将该负反馈信号与外部输入信号VIN的误差信号放大，通过调制电路(12)对该放大的误差信号进行脉冲调制(PWM调制或PDM调制等)。并且，栅极驱动电路(13)基于调制信号生成D类功率放大器的输出级(14)的切换元件的栅极驱动信号，对该切换元件进行导通/截止控制。
文档编号H04R27/00GK1976544SQ200610162938
公开日2007年6月6日 申请日期2006年11月29日 优先权日2005年11月29日
发明者宫崎新一 申请人:精工爱普生株式会社