专利名称：直流一直流换能器电路及使用该电路的感性负载驱动装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及直流-直流换能器(DC-DC)电路及使用了直流-直流换能器(DC-DC)电路的感性负载驱动装置，尤其在涉及感性负载驱动装置使用升压后的电压，驱动开始时，为确保负载电流的良好上升前沿，使用了直流-直流换能器(DC-DC)电路的感性负载驱动装置。
一般为使电磁阀等电磁执行元件高速动作，必须使励磁电流克服电感而快速上升。
以线圈内部的电阻为R、电感为L时相对于外加电压E的励磁电流I的传递函数是G(S)＝(1/R)·(1/(1+L·S/R))……(1)我们知道，如式中明确的那样，在I＝0的状态，外加电压E之后的电流I的上升斜率为E/L，稳态电流是E/R，时间常数L/R产生一阶滞后。
因此，R、L的数值对线圈电流快速上升起决定作用，为使动作敏捷，有必要加大外加电压，但是，伴随着加大外加电压E，稳态电流也随之加大到必要值以上，这容易引起线圈的发热、烧损等，也造成装置的大型化及能源的浪费。还有象移动车辆中把车载蓄电池作为电源，经常发生电压得不到保证的情况。
为解决该问题，设置为提高线圈的外加电压的电压提升电路，(例如扫描式直流-直流(DC-DC)换能器等)，并设置限制稳态电流的电流控制电路，为了电流升高，就要在外加高电压使电流急剧增加的同时，通过电流控制电路抑制外加电压，使电流达到设定值，防止产生必要值以上的电流。
作为电压升压电路，使用扫描式直流-直流换能器(DC-DC)的感性负载驱动装置的以前案例中的一例如图31所示。图1是扫描式直流-直流换能器(DC-DC)电路构成的充电器。
作为电压升压电路，使用扫描式直流-直流换能器(DC-DC)电路的问题之一是，装置的大型化和效率问题。以往，作为储存能量的充电电路的电感，多使用扼流线圈和变压器，由此带来了装置的大型化、电路效率低下、复杂化的问题。
特别是，在扫描式直流-直流换能器(DC-DC)或者是斩波升压器中，由于对线圈的能量储存及释放有高速、反复使用的要求，所以使用了半导体开关作为线圈存储能量的开关手段。由于该半导体开关闭合时有压降损失，以及在接通、断开过程中有切换损失，妨碍电路的效率。并且，该半导体开关由于电力损失发热，为使装置散热附加装置或散热结构，因此，增加能量储存用的线圈或者变压器的体积，更使装置整体趋于大型化、复杂化。
还有，近年提供的电子装置，如上述的直流-直流换能器(DC-DC)电路中，消耗电源电流的交流干扰也成为影响装置整体的可靠性的问题。
本发明的特征在于，使用有磁芯的线圈或者是变压器，由电源向磁芯输入能量，向磁芯存储一次能量之后，存储于磁芯中的能量对负载释放出来，如此反复动作的直流-直流换能器(DC-DC)电路。在该电路中，当对储存能量用线圈的磁芯输入能量时，对磁化方向的反方向进行磁偏置，以增大该磁芯可以储存的能量。
对有磁芯的线圈储存能量时，通过向该磁芯储存能量通电的电流产生的磁场和反方向磁偏置，能够增大磁芯可储存的能量，这在特开平2-37705号、实开昭48-49425号等已发表。但是，这些都涉及内燃机的点火装置，象前述的直流-直流换能器(DC-DC)电路那样用途的种种问题还没有得到解决。
还有，提供给直流-直流换能器(DC-DC)电路的变压器的磁芯，通过直流磁场偏置，这在实开昭57-58986号中已公开，该用途涉及所谓正向型直流-直流换能器(DC-DC)的发明，无增大变换器储存能量的效果，因此，解决不了前述问题。
这样，在以往的感性负载驱动装置中，为改善感性负载的电流前沿，使用扫描式直流-直流换能器(DC-DC)时，存在装置大型化、复杂化等问题。
本发明的目的在于，全部解决了这样的问题，提供小型、轻型电路构成简单、高效率的直流-直流换能器(DC-DC)电路，以及使用该直流-直流换能器(DC-DC)电路的驱动感性负载的装置。
为达到上述目的，本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路具有电源和所述电源连接的有磁芯的线圈或者是变压器，通过所述电源电压对所述线圈加电压，所述磁芯储存了能量后，通过负载将该磁芯储存的能量释放出来，如此反复动作的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过由所述电源供给所述线圈或者变压器的磁芯电流，感应出磁场和加反方向磁偏置，增加所述线圈或者是变压器储存的磁能。
还有，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的线圈，和包含接通、断开所述电源以及所述线圈回路的开关手段；为防止反向电流为目的而在所述开关手段的一端连接的单向电流控制手段；通过该单向电流控制手段对所述开关手段并联的电容器。将所述开关手段闭合，通过所述电源电压对所述线圈加电压，使所述线圈储存能量，由任意定时决定所述开关手段断开，将所述线圈储存的能量通过所述单向电流控制手段输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过由所述电源供给所述线圈的磁芯电流，感应出磁场和加反方向的磁偏置。
还有，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的第一线圈；包含所述电源以及所述第一线圈的闭合回路接通、断开的开关手段；所述第一线圈和磁芯至少共同需要一个第二线圈；为防止反向电流而在所述第二线圈的一端连接的单向电流控制手段；通过该单向电流手段与所述第二线圈分别并联的电容器；通过将所述开关手段闭合，由所述电源电压对所述第一线圈加压，将能量储存于所述第一线圈的磁芯，通过任意定时决定，将所述开关手段断开，将所述磁芯储存的能量通过所述单向电流控制手段及所述第二线圈感应电流分别由所述的电容器储存、输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于
通过由所述电源供给所述磁芯的电流，感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述第一线圈中储存的磁能。
还有，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的线圈；包含所述电源以及所述线圈的全绕组或者是部分绕组回路的接通、断开的开关手段；为防止反向电流的而设置的与所述线圈的全绕组或者是部分绕组的一端连接的单向电流控制手段；有通过该单向电流控制手段将所述线圈的全绕组或者是部分绕组并联的电容器；将所述开关手段闭合，由所述电源电压向所述线圈的全绕组或者是部分绕组加压，所述线圈的磁芯储存能量，由用任意定时决定，将所述开关手段断开，所述磁芯储存的能量通过所述的单向电流控制手段使所述线圈的全绕组或者至少是一处的部分绕组感应的电能由至少是一个所述电容器储存、输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过所述电源供给所述磁芯的电流感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述线圈中储存的磁能。
还有，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的第一线圈；包含所述电源以及所述第一线圈闭合回路的接通、断开的开关手段；为防止反向电流与所述开关手段的至少一端连接的第一单向电流控制手段；通过该第一单向电流控制手段与所述开关手段并联的第一电容器；与第一电容器连接的第二线圈；防止反向电流流过所述第二线圈的第二单向电流控制手段；通过该第二单向电流控制手段与所述第二线圈连接的第二电容器；将所述开关手段闭合，由电源电压对所述的第一线圈加压，将能量储存于所述线圈的磁芯，通过由任意定时决定断开所述开关手段，所述第一线圈储存的能量通过所述第一单向电流控制手段向第一电容器储存的同时，通过第二线圈、第二单向电流控制手段包含所述第一电容器的电荷由所述第一线圈输出的能量向所述第二电容器储存、输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过所述电源供给所述磁芯的电流感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述线圈中储存的磁能。
还有，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的第一线圈；包含所述电源以及所述第一线圈的闭合回路接通、断开的开关手段；所述第一线圈和磁芯至少共同需要一个第二线圈；为防止反向电流，在所述第二线圈的一端连接第一单向电流控制手段；通过该第一单向电流控制手段与所述第二线圈分别并联的第一电容器；至少是一个所述第一电容器连接的第三线圈；防止反向电流流过所述第三线圈的第二单向电流控制手段；通过该第二单向电流控制手段连接所述第三线圈的第三电容器；通过将所述开关手段闭合，由所述电源电压对所述第一线圈加压，将能量储存于所述第一线圈的磁芯，通过任意定时决定，将所述开关手段断开，将所述磁芯储存的能量通过所述第一单向电流控制手段及所述第二线圈感应电流由所述的第一电容器储存的同时，通过第三线圈、第二单向电流控制手段，包含所述第一电容器的电荷，由所述第二线圈输出的能量由所述第三电容器储存、输出直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过所述电源供给所述磁芯的电流感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述第一线圈中储存的磁能。
还有，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯第一线圈；包含所述电源以及所述第一线圈的全绕组或者是部分绕组闭合回路的接通、断开的开关手段；为防止反向电流而设置的与所述线圈的全绕组或者是部分绕组的一端连接的第一单向电流控制手段；通过该第一单向电流控制手段将所述线圈的全绕组或者是部分绕组并联的第一电容器；至少是一个与所述第一电容器连接的第二线圈；防止反向电流流过所述第二线圈的第二单向电流控制手段；通过该第二单向电流控制手段连接第二线圈的第二电容器；将所述开关手段闭合，由所述电源电压向所述线圈的全绕组或者是部分绕组加压，所述线圈的磁芯储存能量，由任意定时决定将所述开关手段断开，所述磁芯储存的能量通过所述的第一单向电流控制手段使所述第一线圈的全绕组或者至少是一处的部分绕组感应的电能由至少是一个所述第一电容器储存的同时，通过第二线圈、第二单向电流控制手段，包含所述第一电容器的电荷，由所述第一线圈输出的能量由所述第二电容器储存、输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过所述电源供给所述第一线圈磁芯的电流感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述第一线圈中储存的磁能。
所述的反向偏磁是由于对磁芯设置了永久磁铁，或者是由恒流源将所希望的电流供给为磁芯设置的偏磁线圈。
再有，具有电源和连接所述电源的产生比所述电源还高的电压，所述直流-直流换能器(DC-DC)电路；为了对所述直流-直流换能器(DC-DC)电路的输出感性负载加压的高压开关手段。
在所述感性负载驱动装置中，具有电源和连接所述电源的产生比所述电源还高的电压，所述直流-直流换能器(DC-DC)电路；接通、断开所述直流-直流换能器(DC-DC)电路的输出的高压开关手段；输入至少为一个的高压开关驱动信号，能驱动所述高压开关手段的逻辑和电路，所述高压开关手段的输出连接为至少一个的感性负载的至少一个的高压分配开关手段；连接所述电源，输出所述电源电压以下的可变输出电压的低压电源；检测流过所述感性负载的负载电流的负载电流检测手段；连接所述低压电源，输入来自保持电流值信号和所述负载电流检测手段的负载电流返回信号，控制保持负载电流的电流值信号的均衡值至少为一个的模拟恒流输出回路；输入该模拟恒流输出回路的输出手段的电压分量，超过该电压降分量所定值时，产生使所述低压电源回路的输出电压降低的信号的低压电源调整回路；将所述模拟恒流输出回路的输出连接为所述至少一个的感性负载的至少一个的低压分配开关手段；减少所述至少一个感性负载的驱动电流时产生的负载的吸收该负载的自感应能量的至少为一个的浪涌电流吸收手段；输入至少一个的负载驱动信号，对应各个该负载驱动信号，由意味着其负载驱动开始时刻所定的一定时间，为驱动所述高压开关手段的高压开关驱动信号；根据所述负载驱动信号为连接所述高压开关手段的输出，确定相对于适合驱动的负载的所述高压分配开关手段的驱动信号；输入了的所述负载驱动信号意味着继续进行负载驱动期间，对于所述模拟恒流输出回路，输出所定的保持电流值信号的同时，根据所述负载驱动信号，为连接所述模拟恒流输出回路的输出，确定相对于适合驱动的负载的输出，所述低压分配开关手段的驱动信号的信号处理电路。
本发明对线圈磁场加偏磁，以偏移工作点，由此可以提高磁芯中心部分平均单位面积的能量密度，可以使线圈储存的能量增多。因此，可以用比较小型的线圈，可以实现小型、高效率的直流-直流换能器(DC-DC)，使用该直流-直流换能器(DC-DC)，能实现高效率的感性负载驱动装置。
以下对附图作简单说明。
图1是表示本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路实施例的电路图。
图2是通过对磁芯加偏磁，提高能量密度的说明图。
图3是图1所示的本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路具体实施例的电路图。
图4是表示已有实施例线圈磁芯的B-H特性和动作电流特性图。
图5是表示图3所示的实施例磁芯的B-H特性和动作电流特性图。
图6是表示已有实施例线圈的圈数减半时线圈磁芯的B-H特性和动作电流特性图。
图7是表示图3所示的实施例更进一步加强磁芯偏磁时线圈磁芯的B-H特性和动作电流特性图。
图8是表示已有实施例在线圈的匝数为1/4时的线圈的动作电流特性图。
图9是表示本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路其他实施例的电路图。
图10是表示如图9所示的本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路实施例的变形电路图。
图11是表示如图9所示的本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路实施例的另一变形电路图。
图12是表示本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的更进一步的其他实施例的电路图。
图13是表示如图12所示的本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路实施例的变形电路图。
图14是表示本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的更进一步的其他实施例的电路图。
图15是表示电流共振型直流-直流换能器(DC-DC)电路已有的实施例的电路图。
图16是表示本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的更进一步的其他实施例的电路图。
图17是表示本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的更进一步的其他实施例的电路图。
图18是表示本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的更进一步的其他实施例的电路图。
图19是使用本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的感性负载驱动装置的实施例的电路图。
图20是用于图19所示的感性负载驱动装置的斩波信号发生手段的构成图。
图21是图19所示的感性负载驱动装置各点的波形图。
图22是图19所示的感性负载驱动装置各点的波形图。
图23是表示使用本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的感性负载驱动装置的其他实施例的电路图。
图24是用于图23所示的感性负载驱动装置的信号处理电路的构成图。
图25是图24所示的信号处理电路的各点的波形图。
图26是图25所示的信号处理电路的输入驱动信号的波形图。
图27是图25所示的信号处理电路的输入驱动信号的波形图。
图28是图25所示的信号处理电路的输入驱动信号的波形图。
图29是用于图23所示的感性负载驱动装置的模拟恒流电路的构成图。
图30是用于图23所示的感性负载驱动装置的监控电路的构成图。
图31是直流-直流换能器(DC-DC)电路已有实施例的电路图。
以下，参照
本发明有关的直流-直流换能器(DC-DC)电路及使用直流-直流换能器(DC-DC)电路的感性负载驱动装置的实施例。
图1示出了本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的第一实施例。
按图说明该电路的动作。电源电压通过电源E对电容器C充电。这里，通过闭合开关Sw形成闭合回路A。这时，由于二极管D的单向导通特性，电容器上的电荷被阻止逆流，被保存在电容器中。另一方面，电源电压E对电感L加压，增加闭合回路A中的电流。在电感L的磁芯内，伴随电流的增加，能量储存增加。
随后，用任意定时，将开关Sw断开，使闭合回路A断开，电感L通过自感维持电流，回路电流流过包含电感L、二极管D以及电容器C的闭合回路B，储存在电感L中的能量对电容器C充电。
通过反复进行该动作，电容器C两端的电压越来越高。由于二极管D的存在，电容器储存的电荷不能泄放，因此，电感L供给的能量继续上升，就能得到比电源电压还高的电压。
电容器C的两端电压一超过期望值，通过电压检测手段(无图示)将此检测出来，终止开关Sw的接通、断开工作，当电容器C两端的电压降到期望值以下时，开关Sw接通、断开过程再度开始。
该实施例，为电容器C充电的电感L的磁芯使用永久磁铁，通过电源供给电流产生的磁场和所加的反方向磁偏置，用一次通电，就能储存比只用普通电感L多的能量。
该原理用图2来说明。线圈的一般B-H曲线如图2(a)所示。该图为简略，忽略了磁芯的磁滞特性。为进一步的说明，从磁芯的饱和特性着眼，简化的图是图2(b)。
当该线圈流过的电流为IL(A)，线圈绕组给出的磁通为a，能量Wa储存于磁芯中。
这时，为了增加该储存能量Wa，而增加电流IL，磁通增加超过磁芯的饱和点C以上时，该储存能量Wa不再增加，而且，依照关系式IL＝E/L·t(在这里L是图2(b)所示在磁场0中的电感)电流增加引起线圈磁芯的饱和，与此同时，磁感应系数急剧减小，所以使平均单位时间的电流增加率急剧增大，此时有造成破坏回路开关的危险。
其次，该线圈磁芯被电流IL励磁和被反方向磁偏置的B-H特性如图2(c)所示。
在图2(c)中，线圈不通电时，磁场被反方向偏置到大体处于饱和状态。用电流IL对线圈励磁，如图示的能量Wb储存于磁芯中。
在该状态下，如果使电流IL增大，到磁芯的饱和点C为止，如图中清楚的表示的那样，磁芯储存的能量Wb是线圈不加反向磁偏置情况下所储存能量Wa的4倍。
将该关系按图3～图6更详细地说明。
在图3～图6中，为了简单的说明，使用了实数，并且，把储存能量的电容器的容量假定为无穷大，并可视为电压源。在实际的直流-直流换能器(DC-DC)电路中如果储存能量的电容器的两端电压发生变动，无损本发明的效果。
直流-直流换能器(DC-DC)电路的电路图如图3所示。与电源E并联的电容器C是吸收电路交流成分的滤波电容器。
线圈L的磁芯不加磁偏置时的B-H特性，如图4(a)所示。为方便起见，假设线圈L的电感是10mH，线圈L流过电流10A时，磁芯磁饱和。
不加磁偏置时，该直流-直流换能器(DC-DC)的工作电流波形如图4(b)所示。
当时刻t＝0，开关手段Sw闭合，线圈电流IL为IL＝E/L·t也就是说，以1000A/S的趋势增加，用10mS达到线圈L的磁饱和点的电流10A。
这时，电源供给线圈的能量是1/2·(10A)·(10V)·(10mS)＝0.5J在此时刻，开关手段Ws一断开，电路就成为由电源E、线圈L、二极管D、输出电压源Ce组成的闭合回路。
现在，将输出电压源Ce的电压看作110V，因为二极管D的存在，Ce电压不下降时，相当于在线圈L内的电流的原方向的反方向外加100V的电压。
IL＝IL(MAX)-100/L·t也就是说，以10000A/S减少。
这里，从IL(MAX)＝10A开始，线圈电流经过1mS后变为0A。而且，在该过程中1/2·(10A)·(100V)·(1mS)＝0.5J的能量释放到输出端。实际上，这时由该电源直接向输出端传递的能量是{1/2·(10A)·(10V)·(1mS)}在这里，是为了通过线圈论述能量的储存。由该电源直接传递到输出端的能量部分，因与本发明宗旨无直接关系，省略了涉及该能量的叙述，以后同此。
该能量储存释放所需要的时间是向线圈储存能量的时间ta＝10mS和线圈释放出能量的时间tb＝1mS的和，为11mS。即，该回路在11mS内，得到由电源供给输出的0.5J的能量。
下面，用同一线圈将关于该磁芯反向磁偏置的情况作一说明。
图5(a)所示为被反向磁偏置了的线圈特性。
在采用永久磁铁作反向磁偏置时，虽然通常永久磁铁的附加使线圈及磁芯的电感值及饱和磁通增大，但是，没有这些影响，或者说通过向无图示的第二组线圈通一定的电流，作为无磁偏置的情况下的说明。
也就是说，该情况下，为使电感不变化，磁芯的饱和特性也不变化，该线圈的特性如图5(a)所示的那样，暂且，将图4(a)的特性当成向右平移了的特性。
在这里将开关Sw闭合。如前面说过的那样，为了用电源E对线圈L加压，用1000A/S增加线圈中的电流IL。使该线圈电流1L增加到所述的磁芯的饱和点为止，这时的IL(MAX)为20A，电流的增加所需要的时间是20ms。该状态如图5(b)所示。
在该期间线圈储存的能量为1/2·(20A)·(10A)·(20mS)＝2.0J是所示的无磁偏置的线圈磁场能量的4倍。
在该时刻，将开关断开，和前面说过的情况相同，线圈电流IL就以10000A/S的比率减少，在2mS后，降为0A。该期间，该线圈释放出来的能量为1/2·(20A)·(100V)·(2mS)＝2.0J在图5(b)中，当ta＝20mS，tb＝2mS时，用22mS时间，可以从电源输出端得到2.0J的能量。
每单位时间内，该回路与所述的使用无磁偏置线圈的情况相比，回路通过的能量为2倍。
在直流-直流换能器(DC-DC)电路中，线圈每一次储存的能量不是重要的，重要的是，单位时间里，回路处理的能量。关于这一点，给予进一步的说明。
现在，用同一体积的有磁芯的线圈，以增大直流-直流换能器(DC-DC)电路的单位时间通过的能量为目的来考虑。已知的解决方法是减小电感的值。
图6(a)所示为基于该原理的电感的特性。在该例中，假设磁芯线圈的匝数是前面例子的一半，这种情况下，在磁芯的饱和点，线圈通过电流是上例的2倍，其电感是上例的1/4。
用这样的线圈，用图3的电路作动作说明，在t＝0时，将开关手段Sw闭合，电源电压对线圈L加压，通过线圈的电流IL＝E/L·t就增加。在这里，因为线圈L的感应系数是上述值的1/4，为2.5mH，该电流以4000mA/S的速率增加。另一方面，该线圈的磁芯的饱和点的线圈电流是上述例的2倍，为20A。因此，该线圈励磁达到饱和所需要的时间是(20A)/(4000mA/S)＝5mS该期间线圈储存的能量是1/2·(20A)·(10V)·(5mS)＝0.5J还有，在该时刻，将开关手段Sw断开时，电感值2.5mH的线圈电流减少率是40000A/S，因此，20A的电流在0.5mS后降为0A。并且，线圈L在该期间输出供给的能量是1/2·(20A)·(100V)·(0.5mS)＝0.5J这也就是说，如图6(b)所示的线圈储存能量所需要的时间ta＝5mS，将此能量释放输出所需要的时间是tb＝0.5mS，合计需要用5.5mS，回路由电源通过电流向负载传递0.5J的能量。将该动作反复4次，和使用所述被反方向磁偏置的线圈时一样，在同一时间内可由电源向负载供给同样的能量。
这也就是说，使用同一磁芯能够增加单位时间的能量传递量。在直流一直流换能器(DC-DC)这样的用途中，这样的单位时间能量传递量是所希望的。
但是，在图3的电路中，使用该无磁偏置线圈，在减少电感值的情况下，使用的开关手段Sw的动作频率是使用反方向磁偏置的线圈的情况下的4倍，流过开关的电流是相同的。尤其为了小型化在使用小磁芯时，该开关手段Sw的切换损失是不能忽视的。本发明使用反方向磁偏置的线圈切换损失较少，这点比使用减少电感值的方法占优势。
在图5的例子中，将线圈磁芯反方向磁偏置时，在线圈中无电流流过时，磁芯正好处于反向磁饱和的值。关于该反方向磁偏置的值的更进一步的深刻情况，用图7说明。
图7(a)是该情况的B-H特性图。
线圈用与图4、图5的例子相同的10mH，当线圈流过10A电流时，采用反向磁饱和那样的值作为磁偏置的值。现在，对使用了这样的线圈作为图3的电路线圈L的动态过程，加以叙述。
首先，将开关手段Sw闭合，使电源电压对线圈加压，在电流很小的期间使磁芯反方向磁饱和，这时电感的值极小，为此，线圈电流瞬间快速增加，达到10A。以这时的电流值作为线圈L取得所定的电感值最低的电流值IL(min)。其后随着线圈流过的电流的增加，IL＝IL(min)+E/L·t不久，达到通过电流产生的磁场方向的饱和点。
该线圈的磁芯体积及线圈匝数与图4、图5的例子是相同的，该饱和点的线圈电流是30A。由开关手段Sw闭合到电流达到饱和点为止的时间是(30A-10A)/(1000A/S)＝20mS该期间，由电源供给线圈L的能量是1/2·(10A+30A)·(10V)·(20mS)＝4.0J这里，开关在电流达到饱和点后由闭合状态转换为断开，线圈L里储存的能量处在能量输出释放过程中，通过输出端，线圈L产生的向电压源Ce施加的反向电压为100V，并且，该线圈L的电流减少率是10000A/S。因此，30A的初期电流降低到10A的时间需要2mS，电流值一到10A以下，照所述的线圈L的磁芯已反向磁饱和，线圈电流立刻减少到0A。在这个过程中，线圈L向输出端释放的能量是1/2/·(30A+10A)·(100V)·(2mS)＝4.0J在该期间，电流的变化曲线如图7(b)所示。
在t＝0时，将开关手段Sw闭合，到向线圈L储存4.0J能量所需要的时间ta＝20mS，线圈储存的能量释放到输出端所需要的时间是tb＝2mS，该回路一共用22mS，可以由电源向输出端传递4.0J的能量。
如果使用无反向磁偏置的线圈来实现上述功能，在使用同一磁芯的情况下，使用了线圈匝数为上述线圈1/4的线圈。在图8中示出了该电感的特性。
因为该线圈的匝数是上述线圈的1/4，当其磁芯饱和时电流为40A，其电感为上述线圈的1/16，也就是说为0.625mH。
现在将该线圈应用图3的电路时的工作过程作一说明。
在t＝0时，开关手段Sw一闭合，线圈电流为IL＝E/L·t就随着16000A/S的增加率在上升。在这里，该线圈的磁饱和点的电流值是40A，达到40A电流的必要时间是40A/16000A/S＝2.5mS。这时，由电源供给线圈的能量是1/2·(40A)·(100V)·(0.25mS)＝0.5J还有，在该时刻，将开关Sw断开，使储存于该线圈中能量向输出端释放出来，这期间线圈电流的减少率是160000A/S，释放时间是0.25mS。而且，该期间向输出端释放的能量是1/2·(40A)·(100V)·(0.25mS)＝0.5J电路在2.75mS的时间内，由电源向输出端传递了0.5J的能量，通过象这样的反复8次的向线圈储存能量和向输出释放能量，使用和有反向磁偏置的线圈一样体积的磁芯，在同样长短的时间内，可以向输出端传递同等数量的能量。但是，在没有反向磁偏置的线圈的情况下，为了在单位时间内得到同样数量能量的传递量，开关手段Sw必需8次断开40A的电流。
这样，使用有反向磁偏置的线圈的磁芯，开关容量降为上述开关容量3/4的同时，其开关工作频率降为上述开关工作频率的1/8。这是有效的。
为了叙述简单，以上讨论中，许多有关构成要素以理想化或者以模式化记述了。在实际应用回路中，通过电源供给这样的磁芯线圈电流，感应正方向的磁场和施加反方向磁偏置，储存能量在直流-直流换能器(DC-DC)电路中，其反向磁偏置大到一定程度，选用同一体积磁芯，就使降低开关工作频率、降低开关容量成为可能。
因此，综合上述效果，可以减少流过开关的电流，降低开关切换中的能量损耗，由此，可实现提高转换效率，简化散热结构，延长开关寿命和装置小型化的飞跃。
还有，如图7(b)所示，线圈的磁芯深度反向磁偏置时，流过该线圈的电流在IL(min)以下时，为了使电流极快增加或者减少，在电路的电源输入部分配设了滤波用电容器，可容易吸收，不仅在本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路中，就是在扫描式换能器中，也能够减少必然产生的交流干扰。
图9所示为本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的第二实施例的电路。
该实施例基本的原理也与第一实施例相同，使用了双线圈的变压器T代替第一实施例的单一线圈。在该变压器中为了提高磁芯的平均单位面积的能量密度，使用永久磁铁Mg，根据流过线圈的电流产生的磁通的方向对磁芯加以反方向磁偏置。因此，可以实现同等功能的充电器，使用较小型的变压器，能够实现小型、轻便的充电器。
下面，按照图9说明该电路的工作原理。
将开关Sw闭合，形成闭合回路A。由电源供给的能量储存在双线圈变压器T的原边线圈L1中。当开关Sw一断开，储存于原边L1中的能量就向副边线圈L2移动，闭合回路B中流过的电流向电容器C充电。该开关Sw的闭合、断开动作反复进行，就能够将更多的能量储存于电容器C中。
该实施例的电路，更有如下的优点1).通过变压器的原边、副边可以变换阻抗。
也就是说，象图10(a)那样，当变压器的原边的匝数多，副边的匝数少时，可以降低副边一侧的阻抗。因此，在副边一侧设置的电容器C可以用低电压充电。
还有，如图10(b)，当原边的匝数少，副边的匝数多时，可以提高副边的阻抗。因此，在副边设置的电容器C可以用高电压充电。并且，这种场合，如果电容器C的充电电压是Vc，变压器的匝数比r＝n2/n1(n1、n2分别是原边线圈L1、副边线圈L2的匝数)则可将开关Sw的耐压降低为Vc/r。
2).在原边和副边之间可以作到电隔离。
也就是说，象图10(c)那样，可以将原边和副边分开接地，能够作到电隔离。
图11所示是使用了变压器的更进一步的其他的实施例。
在该实施例中，设置了由连接电源的原边绕组L1和与该原边绕组共用磁芯的副边绕组L2-1、L2-2的直流一直流换能器(DC-DC)电路，及副边绕组L2-1、L2-2回路中分别为防止反向电流的二极管D1、D2及储存输出能量的电容器C1、C2。
将开关手段Sw闭合，绕组L1流过电流，使被反方向磁偏置的磁芯内储存了能量，当开关Sw一断开，磁芯内储存了的能量就通过偶合使副边绕组L2-1及L2-2分别产生电动势。
这时，副边绕组L2-1及L2-2的匝数和产生的电动势成正比，如果，输出用电容器C1乃至C2的两端电压是比绕组L2-1乃至L2-2的电动势低，则电路电流流向低输出用电容器回路。因此，使用多个副边绕组，由要求的输出电压设定其匝数比，可以同时得到多个电源。并且，由电源供给的能量，在多个输出回路内，将能量向负载的释放的电路供给集中，可以自动地保持输出电压的平衡。
图12所示为本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的其他实施例电路。
该实施例的基本原理也和第一、第二实施例相同，使用了自耦变压器Ts代替第一实施例的单一线圈。该变压器Ts，为了提高磁芯的平均单位的能量密度，通过永久磁铁Mg，对线圈流过电流时产生的磁场的方向加以反方向磁偏置。因此，可以实现同等功能的充电器。使用较小型的变压器，能够实现小型、轻便的充电器。
下面，按照图12说明该电路的工作原理。
将开关Sw闭合，形成闭合回路A。由电源E供给的能量储存在自耦变压器TS的线圈L中。当开关Sw一断开，电路就形成闭合回路B，储存于线圈L中的能量向线圈的一部分L2移动，闭合回路B中流过的电流向电容器C充电。通过该开关Sw的闭合、断开动作反复进行，就能够将更多的能量储存于电容器C中。
还有，该电路，如图12所述的那样，与第二实施例的电路同样，具有能够在原边侧、副边侧之间变换阻抗的优点。
图13是使用了自耦变压器的本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的更进一步的其他实施例电路。
在该实施例中，由使用了自耦变压器Ts的绕组L线圈部分、电源及开关手段Sw形成闭合回路，使被反方向磁偏置的磁芯储存了能量后，将开关手段Sw断开，将储存了能量自耦变压器Ts的绕组L的多个部分通过防止反向电流的二极管D1、D2向储存能量电容器C1、C2储存、输出。
在该实施例中，与使用具有所述多个副边绕组的变压器的直流-直流换能器(DC-DC)电路相同，能够同时输出多个同样的电压。
以上，在上述实施例中，使用永久磁铁Mg作为提供反方向磁偏置的方法。如果不使用永久磁铁而使用电磁铁Me显然也可取得同样效果。这样的例子如图14所示。图14(a)是使用单一线圈，图14(b)是使用双线圈变压器，图14(c)是使用自耦变压器的例子。
图16所示为本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路的更进一步的其他实施例电路。
上述说明已提到，使用反向磁偏置的线圈磁芯和与不使用无磁偏置的线圈磁芯的已有的电路相比，具有相同的体积，而开关的闭合、断开的频率能大幅度的降低，而作为直流-直流换能器(DC-DC)电路，降低开关切换时开关的损耗也是很重要的。
图15(a)示出了适合这样的目的的直流-直流换能器(DC-DC)电路的以往实施例的一例。电源E连接能量储存用的线圈L1，用开关手段Sw闭合电路，将电流供给线圈L1，使线圈L1的磁芯储存能量。然后，用任意定时将开关手段Sw断开，这时，线圈L1储存的能量提供二极管D1向电容器C1充电。开关手段Sw断开时，电路对电容器C1的电荷储存过程不持续下去，所以将开关手段Sw断开时，开关手段Sw的接点不产生电压。因此，开关手段Sw的切换损失可以大幅度减少。
以后，电容器C1的两端电压通过线圈L1的充电而上升，不久超过电容器C2的两端的电压，于是，通过由电容器C1、二极管D2以及第二线圈L2构成的串联回路，向电容器C2充电。
不久，线圈L1释放完其储存的能量，通过二极管D1供给电容器C1的电流减少。另一方面，设计为，流过线圈L2的电流减少较为滞后，通过线圈L2的自感作用，C1的电荷逐渐传递到输出端，不久电容器C1便失去其储存的电荷。
二极管D3可按需要设置，当电容器C1的电荷消失后，防止电流IL2的分流对开关手段Sw施加反向电压。
这样的电路，使电容器C1和线圈L2作为串联谐振电路工作，所以一般称之为电流共振型电路。在考虑由电容器C2和线圈L2组成的共振回路的周期时，必需设定线圈L1供给的电流为0，电容器C1的电荷为0。
图15(b)所示为设置不完善时各部分的电流波形，也就是说，通过线圈L2及电容器C1的共振电流IL2为0时，由于IL1的存在，电容器C1两端的电压再次上升，结果Rvc1成为残余电压。如果Rvc1比电容器C2的电压还高，将再次产生IL2电流，当Rvc1达不到电容器C2的电压时，电容器C1将保持该电压在电容器C1两端，这是下次开关手段Sw断开时产生切换损失的原因。
图16(a)示出本发明的对线圈L1加以反方向磁偏置的电流共振型的直流-直流换能器(DC-DC)电路的一例，图16(b)示出这时的电流波形。
这种情况下，对能量储存用的线圈L1进行深度的反方向磁偏置，使线圈L1供给电容器C1的电流能够由足够大的值急剧地过度到0A。线圈L1的电流为0时，线圈L2还存在足够的电流，因此正如图16(b)所示，在tm的剩余时间内，产生了抑制Rvc1的效果。本发明的效果降低开关的容量，减少电流的交流干扰，降低开关切换的频率，可使线圈小型，都是不言而喻的。
图17(a)是由具有共用磁芯的原边绕组和副边绕组的变压器构成的，属于本发明的电流共振型直流-直流换能器(DC-DC)电路图。该电路的基本工作原理与所述的单一线圈的情况相同。但是，如图17(b)所示，具有多个副边绕组，得到多个电压时，为了减少开关手段Sw的切换损失，在多个副边绕组内任何一个绕组设置共振电路都可以。但是，设计时，有必要注意，当开关手段Sw断开时，供给共振的电容器C1上的电荷应为0。另外，对于其他的输出副边绕组，按照电容器C1的最高充电电压换算各副边绕组匝数比的值。
图18是由自耦变压器构成的本发明的电流共振型直流-直流换能器(DC-DC)的电路图。直流-直流换能器(DC-DC)工作原理、共振的工作原理与使用双绕组的变压器是一样的。
图19示出如上述的那样，是本发明使用直流-直流换能器(DC-DC)电路的感性负载驱动装置的一个实施例。
该电路图中，用Chg示出的由虚线围起的部分是本发明的直流-直流换能器(DC-DC)电路。该直流-直流换能器(DC-DC)电路Chg具有与电源E连接的电流检测装置Ct；将磁芯反方向磁偏置的储存能量用的线圈L；电源E，接通和断开包含电流检测装置Ct、以及储存能量用的线圈L的电路的第一开关Tr1；对第一开关Tr1和能量储存线圈L连接点集电极连接的二极管D；与二极管D的负极和第一开关Tr1的另一端连接的储存输出能量用的电容器C；检测该储存输出能量用的电容器C的充电电压的电压检测装置Hvs；输入电流检测装置Ct和输出电压检测装置Hvs，产生使第一开关手段Tr1断开、闭合的方波信号的方波信号产生装置Chp。
该感性负载驱动装置具有输入控制感性负载驱动的驱动信号Drv，通过该驱动信号Drv控制直流-直流换能器(DC-DC)的输出，对感性负载ZL外加的第二开关手段Tr2，以及与负载ZL并联的旁路二极管FD，即当将感性负载ZL的电流切断或者是使其减少时，该负载ZL自感应的电流可通过该二极管FD。
图20所示为方波信号产生装置Chp的构成。
方波信号产生装置Chp具有内部基准电压E1、比较器Comp、处理输入电流检测装置Ct信号的具有滞环特性的反向器Th、处理电压检测装置信号Hvs的比较器Comp、处理滞环反向器Th输出和比较器Comp输出将其逻辑结果供给第一开关Tr的“与门”电路。
下面，将该直流-直流换能器(DC-DC)的工作原理按图21及图22示出的各部分波形加以说明。
这里，比较器Comp的输出常为“1”(有效状态)。
在t＝0的时刻，第一开关手段Tr1闭合，线圈中电流I1是上升的，线圈中电流I1不久就达到具有滞环的反向器Th的翻转阈值，该阈值是按能量储存用的线圈L储存了足够的能量时的电流值设定的。
当线圈L的电流I1超过阈值，反向器Th输出为低电平，同时使第一开关Tr1断开。随后，能量储存用的线圈L的电流I1通过二极管D向能量储存用的电容器C充电。能量储存用的线圈中的电流I1由于将能量释放给电容器而减少，不久就达到反向器Th的低电平阈值，再次将第一开关Tr1闭合。通过反复进行这些动作，渐渐的增加储存输出能量用的电容器C两端的电压Vc。
电容器C两端的电压Vc，在不需要时维持原状，需要时，电压检测装置Hvs可以对电容器C两端电压Vc分压、处理后与方波信号产生装置Chp内部的基准电压E1比较，电容器C两端电压值Vc或者是其分压值超过基准电压E1，则比较器Comp的输出端为低电平，第一开关Tr1也转换成断开状态并维持此状态。
如图22所示出的那样，相当于基准电压E1的电容器C两端的电压Vc超过电路的电源电压E，为了防止反向电流、维持输出电压用二极管D达到此目的。
在该状态下，当给定负载驱动信号Drv，第二开关手段Tr2闭合，输出能量储存用的电容器C两端电压Vc向感性负载ZL加压。通过超过该电容器C储存的电源电压E的电压Vc，负载电流Iz1急剧的上升。这时电流上升的速度以及最大电流值是由负载ZL的阻抗、电容器C的容量以及其两端的电压Vc决定。根据上述条件，可以得到需要的负载电流、电路常数以及确定方波信号装置Chp内部的基准电压E1的大小、电压检测装置Hvs的分压比等。
电容器C对负载ZL释放其储存的能量时，其两端的电压Vc就降低，这个过程可以视作电容器C和负载ZL的电感成分的共振过渡过程。不久电容器C的电荷消失，其两端的电压Vc为0V。并且，负载电流IZ1依靠负载ZL的自感维持，在这个过程中，因为使分流用二极管FD导通，所以负载电流Iz1通过负载ZL和分流用二极管FD构成的回路回流，负载ZL的电阻成分使电流逐渐转换成热能，电流不断减小。
另一方面，由于电容器C的两端电压Vc降低，方波信号产生装置Chp内部的比较器Comp激活翻转，其结果，再一次使第一开关手段Tr1闭合，使能量储存用的线圈L通电，线圈通电电流IL的增加，因此，使具有滞环特性的反向器Th工作，其使第一开关手段Tr断开，线圈储存的能量向电容器C释放，此过程反复进行。但是，在该时刻，因为第二开关手段Tr闭合，所以，线圈释放出的能量由电容器C暂时储存后，均衡地供给负载ZL。
通过该一系列的动作，相当于由线圈供给能量的一定的电流供给负载ZL。由于负载电流Iz1急剧上升，其分流终止的时刻观测该过程，在图22上相当于区间A。
接着，经过所希望的负载驱动时间，负载驱动信号Drv一结束，即第二开关手段断开，负载电流Iz1通过分流用二极管FD分流，并逐渐减少到0A。之后，再次对储存能量用电容器C储存超过电源电压E的电压。
象这样，通过使用本电路，例如，象电磁阀这样的感性负载ZL，在其动作初期，注入多量的能量，促进电磁阀动作，其后，降低负载电流Iz1的值，使用维持电磁阀开阀状态的电流值，将负载ZL的发热抑制在低水平。
再有，该回路在使用直流-直流换能器(DC-DC)电路时，使用本发明对储存能量的线圈磁芯反方向磁偏置的直流-直流换能器(DC-DC)电路，能够得到小型化、高效率、低制造成本的产业上具有优势的装置。
图23所示为使用本发明的感性负载驱动装置的其他实施例。
该装置由可以驱动四个感性负载ZL1～ZL4而构成。该装置含有电源Vb；和电源Vb连接的，可以产生比电源Vb电压还高的电压的，具有储存能量的线圈磁芯并且被反方向磁偏置的，直流-直流换能器(DC-DC)电路1；和用来接通和断开该直流-直流换能器(DC-DC)电路1输出的高压开关手段3；可以输入多个高压开关驱动信号并且无论哪-个信号都可以驱动高压开关手段3的“或门”电路15；连接高压开关手段3的输出到1个以上的感性负载ZL1～ZL4的多个高压分配开关8-1～8-4；电源Vb连接的具有电源电压以下的可变输出电压的低压电源电路5；连接该低压电源电路5，输入保持电流信号和由负载电流检测装置10-1，10-2来的负载电流取样信号，控制将负载电流与保持电流相对应的多个模拟恒流输出电路4-1，4-2；低压电源调整电路4-1-1，4-1-2，它们接受模拟恒流输出电路4-1、4-2的输出电压降，当电压降超过设定值时，产生信号使低压电源5的输出电压降低；为该模拟恒流输出电路4-1、4-2输出到1个以上的感性负载ZL1～ZL4的1个以上的低压分配开关6-1～6-4；和当减少1个以上的感性负载ZL1～ZL4的驱动电流时，将产生自感电压，为此设置了吸收该能量的一个以上的过电压抑制电路16-1、16-2，和当输入一个以上的负载驱动信号时，对于各个负载驱动信号意味着负载驱动信号开始，确定一定的时间为驱动高压开关手段3的高压开关的驱动信号；根据负载驱动信号确定合适的驱动负载ZL1～Z14，为此设置了连接高压开关手段3和负载的高压分配开关8-1～8-4驱动信号；当输入负载驱动信号就意味着在负载驱动期间模拟恒流输出电路4-1、4-2输出设定的保持电流值信号，同时根据驱动信号确定适合的负载，当输入驱动信号意味着负载ZL1～ZL4的驱动结束时，模拟恒流输出电路4-1、4-2的输出连接的低压分配开关6-1～6-4输出驱动信号，2-1～2-4为输出驱动信号的信号处理电路。
下面，按照图23说明本电路的工作原理。
本驱动电路根据驱动感性负载ZL1～Z14的驱动信号sig的指示，供给感性负载ZL1～Z14电流。可是，驱动信号sig根据需要由ECU(无图示的电子控制单元)送出，在这里，为控制液压机械的执行机构，将液压电磁阀的开阀、关阀作为目的。还有，将供给发动机燃料的电磁式喷射器的开阀、关阀作为目的。还有，将控制液体压力和气体压力的电磁阀的开阀、关阀作为目的，或者是以步进电机的相位激励的励磁、消磁为目的。
对控制特性的要求是，例如负载是象电磁阀那样的装置的场合，在感性负载驱动开始初期，对负载施加高压，使负载电流迅速增大，促进负载动作的开始，并且在开阀动作结束，保持该过程中，将负载电流保持在维持开阀状态，减到必要的电流值，以抑制负载的发热，在负载驱动终了时，迅速地消去负载的残留的能量，作到将阀迅速的关闭。
还有，负载是步进电机的场合，在激励相位的励磁开始时，对产生相位的线圈快速输入大量的能量，促进转子的动作，在转子对磁极已定位时，降低电流，抑制线圈的发热，在由该相位向下一个相位变更励磁时，迅速地减少该相位的励磁电流，给转子下一个相位的吸引力，抑制相反力的产生。
图24所示为信号处理电路2更详细的构成。图25所示为信号处理电路2的各部分的波形。
图23中，该信号处理电路2对应该负载ZL1～Z14设置了4个回路。
信号处理电路2，将驱动信号sig作为输入，通过该反相驱动信号Nsig启动单稳多谐振荡器21。单稳多谐振荡器21在反相驱动信号Nsig的上升沿动作，输出有一定宽度Tp的高压开关信号Vhon及高压分配开关驱动信号Ipsel。还有，根据需要将反相驱动信号Nsig分压，也将模拟电压信号Ihref输出。模拟电压信号Ihref在负载的正常驱动状态指出保持电流值。并且将反相驱动信号Nsig相当于该信号的逻辑信号作为低压分配开关驱动信号Ihsel输出。而且，也将驱动信号sig的微分信号作为驱动终止信号输出。
图26～图28所示为输入本电路的驱动信号的例子。在图26中，驱动信号由sig1开始到sig4为止分别独立，顺序输入。这个例子如对于4汽缸的发动机装置顺序供给燃料喷嘴的驱动，相当于顺序控制。还有，在图28中，驱动信号由sig1到sig4，在每个信号即将结束之前，同时安排下一个信号输入，例如这相当于在4相步进电机的相位励磁的励磁顺序控制。还有，在图28中，各驱动信号分别在上一个信号的半周期重叠之前输入，这时，sig1和sig3、sig2和sig4分别为反相位，例如，将输出通道的1和3、2和4分别组成一对，在2轴的液压回路用电磁阀的交互开闭作用，相当于顺序控制。象这样的电路，如图28，允许分别将输入信号的相互关系作半周期重叠，如果能广泛使用，可以发挥其作用。
图23中，由电源Vb通过高压产生用的直流-直流换能器(DC-DC)电路1，反复对能量储存用的电容器进行能量的储存与释放，直到得到超过电源电压的高压，达到所定的电压为止。
在这里，一输入驱动信号sig1，信号处理电路2-1输出所述的高压开关驱动信号Vhonl，随即，高压开关手段3闭合，与此同时也使所述的高压分配开关控制信号的驱动信号Ipsel1输出，它使高压分配开关手段8-1导通。因此，由直流-直流换能器(DC-DC)电路1得到的高压，被施加到感性负载ZL1，感性负载ZL1中的负载电流急剧增加，这时，信号处理电路2-1同时输出保持电流值信号Ihref1给模拟恒流电路4-1的输入端，并且输出低压分配开关驱动信号Ihsel1。但是，由高压电源送来的高电压施加给负载ZL1的驱动侧的端子时，通过施加高电压，大的负载电流流过电流检测装置10-1，负载侧的保持电流不能输出，在模拟恒流电路4-1的输入端设置求和运算电路，使模拟恒流电路4-1不产生输出。
一经过期间Tp，高压开关驱动信号以及高压分配开关驱动信号就消失。因此，直流-直流换能器(DC-DC)电路1和负载被断开，这时，因为负载具有自感特性，负载电流有维持其值的趋势，依然存在所述的大负载电流。这时，模拟恒流电路4-1无输出，因此，根据负载的电感，通过选择低压分配开关6-1过电压抑制电路16-1，释放感性负载ZL1的能量，减少其负载电流，电流检测装置10-1的输出也相应减少。在这里，感性负载ZL1的负载电流与保持电流值信号Ihref相称时，模拟恒流电路4-1开始供给电流。
图29示出了模拟恒流电路4的更详细的结构。
模拟恒流电路4组成如下将保持电流值信号和负载电流的电流检测装置10的输出相加、减的加法运算器41；将其运算结果放大的反向放大器42；受反向放大器42控制，由低压电源5向负载输出电流的晶体管45；检测晶体管输出两端产生的电压是否超出了所定值的电压检测电路44(在这里，将双极型晶体管的基极-发射极之间的电压作为其所定的值)；输出晶体管45被驱动时的电压检测电路44外部输出的输出禁止开关43。
现在，来自模拟输出电路的与保持电流值信号Ihref形成相称的输出电流供给负载时，电压检测电路44不断监视输出晶体管45的输出两端产生的电压降，例如，负载温度降低，直流电阻减小时，与低压电源5的输出电压相比，负载两端的电压变小，作为结果输出的晶体管45的电压降增大，将此检测出来，使低压电源5降低输出电压，输出电压调整信号VLAdj。
低压电源5一接受到该电压调整信号VLAdj，就逐渐使输出电压降低。并且，具有当电源5不存在电压调整信号VLAdj时，使其输出逐渐增加的作用。因此，模拟恒流电路4对负载供给一定的电流，而且，通过电压检测电路44的作用，控制减少回路损失。
这里，当驱动信号sig一结束，保持电流值信号Ihref即为0，因此，使模拟恒流电路4的输出断开。同时，通过信号处理电路2-1，输出驱动结束信号Irsel1。这时，屏蔽模拟恒流电路4-1的输出，而由所述过电压抑制电路16-1吸收负载电感成分产生的脉冲电压。
以上，虽然对驱动信号sig说明了本电路的工作原理。但是，如果在图26中，各驱动信号sig1～sig4从时间上分别与其他驱动信号独立地输入，则各回路对各驱动信号sig1～sig4同样响应。
下面，按图27对各驱动信号的连接、输入作说明。直流-直流换能器(DC-DC)电路1和高压开关手段3如图23所示，对4个负载ZL1～ZL4是共同的。但是，这被限定于当输入各驱动信号sig1～sig4后，高压开关手段3和高压分配开关手段8-1～8-4闭合的期间即图25的Tp期间。并且，模拟恒流电路4-1、4-2以及过电压抑制电路16-1、16-2分别与负载ZL1、ZL3或者是负载ZL2、ZL4共用。因此，驱动信号sig1和sig2之间的电路无干扰，如果各驱动信号sig1～sig4是独立的情况下，各电路可能完成同样的动作。
还有，如图28，对于相互交错的输入，在相邻的驱动定时中，必要的高压从每一个的驱动点开始，到直流-直流换能器(DC-DC)电路1对其输出电容器储存高压到设定值为止，本电路照前述的说明那样动作。
象在以上的实施例中说明了的那样，在感性负载驱动电路中，负载电流检测电路10-1、10-2在负载的保持电流的其它的驱动初期通过施加高电压，流过大电流。例如该负载电流检测电路10-1、10-2用象分流电阻那样的直流电阻时，通过大电流引起瞬时发热，不仅增加电路整体的发热，而且成为妨碍使直流-直流换能器(DC-DC)电路应投入负载的能量得到有效的利用。以对其改进为目的，设置具有恒压特性的旁路11-1、11-2将电流检测电路10-1、10-2与具有恒压特性的旁路11-1、11-2并联，其两端在设定电压值以下为不导通，其两端电压一超过设定值，就一边维持其两端电压，一边导通。
接下来，电流检测电路10-1、10-2的输出电压值有效，在保持电流通电期间旁路11-1、11-2变为不导通。而在感性负载ZL1～ZL4的驱动开始时，高电压对负载施加大电流，使旁路手段11-1、11-2导通，由于保持电流超过输出电压所定的值，电流检测回路10-1、10-2的两端电压被箝位。
因此，一边维持模拟恒流电路4的输出屏蔽，一边通过电流检测电路可以防止产生多余的热能，使直流-直流换能器(DC-DC)电路1输出的能量可有效地投入负载。
还有，象在实施例中说明的那样，在感性负载驱动电路中，以往，在结束负载的驱动时，使用了通过检测负载的自感产生的浪涌电压来监控负载正常地结束动作的负载动作监控装置。图23所示的监控电路14是改进的负载动作监控装置。在图30中详细示出监控电路14。
该电路的工作原理，在负载被驱动时，由直流-直流换能器(DC-DC)电路1施加高压，在供给了大负载电流的tp时间后(在图25中示出)，通过大电流的断流，产生大的反向浪涌电压。监控电路14为了检测选择的负电压，通过稳压元件142-1～142-4输入负载端子电压，检测浪涌电压的产生和启动单脉冲产生电路141，输出监控器输出信号ACK。
在tp期间，各驱动信号输入后，该监控器输出信号ACK。与以往的在负载驱动结束时输出相比，本发明有能检测出负载早期的驱动状态的优点。
还有，图23示出了在驱动电路中，监控电路14是为了防止误认负载驱动结束发生的反向浪涌脉冲和大电流断流而产生的过电压脉冲。共同设置了输入驱动结束信号，驱动结束信号在输入开始的一定期间内断开稳压元件142-1～142-4和输出开关屏蔽手段144-1～144-4。
通过这样构成的该监控电路14，可以由输入负载的驱动信号开始，监控负载的早期的驱动状况，能够防止误认负载驱动结束的时刻，各负载的驱动定时如图27、图28那样的交错情况下也能够正确地输出监控信号。
在图23所示的构成中，通过直流-直流换能器(DC-DC)电路1产生的高压对负载施加高电压，作为接通、断开负载的开关手段3，使用一般的半导体开关。但是，如图23所示的，选择适于工业用的所谓高电位半导体切换开关，有一定的困难。例如用结型晶体管开关构成高电位开关，PNP型较为适合，但是，具有必要的内部特性和效率的PNP型晶体管，有体积大、价格高的倾向。NPN型的晶体管在电流特性和效率方面可以适用的很多，但是，为驱动基极需要比直流-直流换能器(DC-DC)电路1产生的电压还要高的电压，作为驱动该基极的电源，具有需要电流容量不足的缺点。
鉴于该点，在特愿平6-098659中虽然提倡使用了电压驱动元件的高压开关电路，但是，使用该电路对于多数的负载来说构成过于复杂。一方面，例如象可控硅元件在其导通时输入触发信号，因此，以后继续维持负载电流时，元件自身具有维持导通的特性，用这样的元件的构成的电路，即简单损耗也充分的小。相反，为了将元件断开(消弧)，需要配置许多附带的电路。
本发明中，作为高压开关手段3中使用了晶体管这样的电压驱动开关元件，在将高压输出分配给多个负载的高压分配开关手段8中使用了可控硅这样的触发驱动型元件。将两者合并，取消可控硅元件的消弧电路的同时，仍可以作到多个负载共用一个开关。这使电路极大的简化，并且降低费用。
还有，在图23的电路中为了将模拟恒流电路4的输出分配到各负载，在分配开关手段6中，直流-直流换能器(DC-DC)电路1的输出对负载加电压时，该直流-直流换能器(DC-DC)电路1的输出高压向分配开关手段6加反向高压。因为连接分配开关6的输入端的模拟恒流电路4通常不设计成直流-直流换能器(DC-DC)电路1的输出那样可以承受反向高压，所以有必要在分配开关手段6中串联二极管来防止反向电流。在本发明中，在分配开关手段6中使用了可控硅那样的元件，因其本身带有阻止反向电流的特性，所以可达到谋求简化电路和降低损失的目的。
象以上说明的那样，在本发明中，对线圈的磁芯使用永久磁铁或电磁铁加反向磁偏置，提高磁芯的平均单位面积的能量密度，将磁化了的线圈构成感性负载驱动装置的加载电路，在直流-直流换能器(DC-DC)电路中使用该线圈为电容器充电。因为上述构成，在得到相同的能量时，可以使用小型轻便的线圈。并且，如果使用了相同大小的线圈，在一次切换中就可以得到较多的能量。因此，充电器电路可以谋求小型、轻便、高效。进而，可以谋求感性负载驱动装置的小型化、轻便化，高效化。
还有，在感性负载动作保持期间，通过与以往的PWM切换方式比较，本发明是用模拟方式控制负载电流，不仅能够降低辐射噪音，而且同时控制低压电源的通断，所以，虽然是用模拟方式控制，也能将装置的发热控制在极低水平。
还有，直流-直流换能器(DC-DC)电路、模拟恒流电路、高压开关电路等电路，可以供给多个负载电路共用。因此，还提供了在不增加电路装置的前提下适用于多种用途的感性负载驱动装置。
权利要求
1.一种直流-直流换能器(DC-DC)电路，具有电源和所述电源连接的有磁芯的线圈，通过所述电源电压对所述线圈加电压，所述磁芯储存了能量后，通过负载将该磁芯储存的能量释放出来，如此反复动作的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过由所述电源供给所述磁芯线圈的电流感应出磁场和加反方向的磁偏置，增加所述线圈储存的磁能。
2.按照权利要求1所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的线圈和包含接通、断开所述电源以及所述线圈的闭合回路的开关手段；为防止反向电流为目的而在所述开关手段的一端连接的单向电流控制手段；通过该单向电流控制手段对所述开关手段并联的电容器，将所述开关手段闭合，通过所述电源电压对所述线圈加电压，使所述线圈储存能量，由任意定时决定所述开关手段断开，将所述线圈储存的能量通过所述单向电流控制手段输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过由所述电源供给所述磁芯线圈的电流感应出磁场和加反方向的磁偏置。
3.按照权利要求2所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述磁芯的构成中含有永久磁铁，通过所述永久磁铁产生的磁场对所述磁芯线圈的磁场加反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流感应正方向磁场。
4.按照权利要求2所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述磁芯的构成中含有偏磁绕组，来自恒流源的电流供给所述偏磁用绕组，对所述磁芯线圈的磁场加反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流感应正方向磁场。
5.按照权利要求1所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的第一线圈；包含所述电源以及所述第一线圈的闭合回路接通、断开的开关手段；所述第一线圈和磁芯至少共同需要一个第二线圈；为防止反向电流而在所述第二线圈的一端连接的单向电流控制手段；通过该单向电流手段与所述第二线圈分别并联的电容器；通过将所述开关手段闭合，由所述电源电压对所述第一线圈加压，将能量储存于所述第一线圈的磁芯，通过任意定时决定，将所述开关手段断开，将所述磁芯储存的能量通过所述单向电流控制手段及所述第二线圈感应电流分别由所述的电容器储存、输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过所述电源供给所述磁芯线圈的电流感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述第一线圈中储存的磁能。
6.按照权利要求5所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述磁芯构成中含有永久磁铁，通过所述永久磁铁产生的磁场对所述磁芯的磁场反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应正方向磁场。
7.按照权利要求5所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述磁芯的构成中有偏磁绕组，来自恒流源的电流供给所述偏磁用绕组，对所述磁芯线圈的磁场反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应出磁场。
8.按照权利要求1所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的线圈；包含所述电源以及所述线圈的全绕组或者是部分绕组的闭合回路的接通、断开的开关手段；为防止反向电流而设置的与所述线圈的全绕组或者是部分绕组的一端连接的单向电流控制手段；具有通过该单向电流控制手段将所述线圈的全绕组或者是部分绕组并联的电容器；将所述开关手段闭合，由所述电源电压向所述线圈的全绕组或者是部分绕组加压，所述线圈的磁芯储存能量，由用任意定时决定，将所述开关手段断开，所述磁芯储存的能量通过所述的单向电流控制手段使所述线圈的全绕组或者至少是一处的部分绕组感应的电能由至少是一个所述电容器储存、输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过所述电源供给所述磁芯的电流感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述线圈中储存的磁能。
9.按照权利要求8所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述磁芯构成中含有永久磁铁，通过所述永久磁铁产生的磁场对所述磁芯的磁场加反向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应正方向磁场。
10.按照权利要求8所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述磁芯的构成中有偏磁绕组，来自恒流源的电流供给所述偏磁用绕组，对所述磁芯线圈的磁场加反向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应正方向磁场。
11.按照权利要求1所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的第一线圈；包含所述电源以及所述第一线圈闭合回路的接通、断开的开关手段；为防止反向电流与所述开关手段的至少一端连接的第一单向电流控制手段；通过该第一单向电流控制手段与所述开关手段并联的第一电容器；与所述第一电容器连接的第二线圈；防止反向电流流过所述第二线圈的第二单向电流控制手段；通过该第二单向电流控制手段与所述第二线圈连接的第二电容器；将所述开关手段闭合，由电源电压对所述的第一线圈加压，将能量储存于所述线圈的磁芯，通过任意定时决定断开所述开关手段，所述第一线圈储存的能量通过所述第一单向电流控制手段向第一电容器储存的同时，通过第二线圈、第二单向电流控制手段包含所述第一电容器的电荷由所述第一线圈输出的能量向所述第二电容器储存、输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过所述电源供给所述第一线圈的电流感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述线圈中储存的磁能。
12.按照权利要求11所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述第一线圈的磁芯构成中含有永久磁铁，通过所述永久磁铁产生的磁场对所述磁芯线圈的磁场加反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应正方向磁场。
13.按照权利要求11所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述的第一线圈的磁芯构成中含有偏磁绕组，来自恒流源的电流供给所述偏磁用绕组，通过绕组产生的磁场，对所述磁芯的磁场加反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应正方向磁场。
14.按照权利要求1所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的第一线圈；包含所述电源以及所述第一线圈的闭合回路接通、断开的开关手段；所述第一线圈和磁芯至少共同需要一个第二线圈；为防止反向电流，在所述第二线圈的一端连接第一单向电流控制手段；通过该第一单向电流控制手段与所述第二线圈分别并联的第一电容器；至少是一个所述第一电容器连接的第三线圈；防止反向电流流过所述第三线圈的第二单向电流控制手段；通过该第二单向电流控制手段连接所述第三线圈的第三电容器；通过将所述开关手段闭合，由所述电源电压对所述第一线圈加压，将能量储存于所述第一线圈的磁芯，通过任意定时决定，将所述开关手段断开，将所述磁芯储存的能量通过所述第一单向电流控制手段及所述第二线圈感应电流由所述的第一电容器储存的同时，通过第三线圈、第二单向电流控制手段，包含所述第一电容器的电荷，由所述第二线圈输出的能量由所述第三电容器储存、输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过所述电源供给所述磁芯的电流感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述第一线圈中储存的磁能。
15.按照权利要求14所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述第一线圈的磁芯构成中含有永久磁铁，通过所述永久磁铁产生的磁场对所述磁芯线圈的磁场加反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应正方向磁场。
16.按照权利要求14所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述第一线圈的磁芯的构成中含有偏磁绕组，来自恒流源的电流供给所述偏磁用绕组，通过绕组产生的磁场，对所述磁芯线圈的磁场加反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应正方向磁场。
17.按照权利要求1所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，具有所述电源和所述电源连接的有磁芯的第一线圈；包含所述电源以及所述第一线圈的全绕组或者是部分绕组的闭合回路的接通、断开的开关手段；为防止反向电流而设置的与所述线圈的全绕组或者是部分绕组的一端连接的第一单向电流控制手段；通过该第一单向电流控制手段将所述线圈的全绕组或者是部分绕组并联的第一电容器；至少是一个与所述第一电容器连接的第二线圈；防止反向电流流过所述第二线圈的第二单向电流控制手段；通过该第二单向电流控制手段连接第二线圈的第二电容器；将所述开关手段闭合，由所述电源电压向所述线圈的全绕组或者是部分绕组加压，所述线圈的磁芯储存能量，由任意定时决定将所述开关手段断开，所述磁芯储存的能量通过所述的第一单向电流控制手段使所述第一线圈的全绕组或者至少是一处的部分绕组感应的电能由至少是一个所述第一电容器储存的同时，通过第二线圈、第二单向电流控制手段，包含所述第一电容器的电荷，由所述第一线圈输出的能量由所述第二电容器储存、输出的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于通过所述电源供给所述第一线圈的磁芯的电流感应出磁场和加反向的磁偏置，增加所述第一线圈中储存的磁能。
18.按照权利要求17所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述第一线圈磁芯构成中含有永久磁铁，通过所述永久磁铁产生的磁场对所述磁芯线圈的磁场加反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应正方向磁场。
19.按照权利要求17所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路，其特征在于，所述第一线圈的磁芯的构成中有偏磁绕组，来自恒流源的电流供给所述偏磁用绕组，通绕组产生的磁场，对所述磁芯线圈的磁场加反方向磁偏置，由所述电源供给所述磁芯线圈的电流，感应正方向磁场。
20.一种感性负载驱动装置，其特征在于，具有电源和连接所述电源的产生比所述电源还高的电压，按照权利要求1所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路；和为了对所述直流-直流换能器(DC-DC)电路的输出感性负载加压的高压开关手段。
21.一种感性负载驱动装置，其特征在于，具有电源和连接所述电源的产生比所述电源还高的电压，按照权利要求1所述的直流-直流换能器(DC-DC)电路；接通、断开所述直流-直流换能器(DC-DC)电路的输出的高压开关手段；通过输入至少为一个的高压开关驱动信号，能驱动所述高压开关手段的逻辑和电路，所述高压开关手段的输出一连接为至少一个的感性负载的至少一个的高压分配开关手段；连接所述电源，输出所述电源电压以下的可变输出电压的低压电源；检测流过所述感性负载的负载电流的负载电流检测手段；连接所述低压电源，输入来自保持电流值信号和所述负载电流检测手段的负载电流返回信号，控制保持负载电流的电流值信号的均衡值至少为一个的模拟恒流输出回路；输入该模拟恒流输出回路的输出手段的电压降分量，超过该电压降分量所定值时，产生使所述低压电源回路的输出电压降低的信号的低压电源调整回路；将所述模拟恒流输出回路的输出连接所述至少一个的感性负载的至少一个的低压分配开关手段；和减少所述至少一个感性负载的驱动电流时产生的负载，吸收该负载的自感应能量的至少为一个的浪涌电流吸收手段；输入至少一个的负载驱动信号，对应各个该负载驱动信号，由意味着其负载驱动开始时刻所定的一定时间，为驱动所述高压开关手段的高压开关驱动信号；根据所述负载驱动信号为连接所述高压开关手段的输出，确定相对于适合驱动的负载的所述高压分配开关手段的驱动信号；输入了的所述负载驱动信号意味着继续进行负载驱动期间，对于所述模拟恒流输出回路，输出所定的保持电流值信号的同时，根据所述负载驱动信号，为连接所述模拟恒流输出回路的输出，确定相对于适合驱动的负载的输出，所述低压分配开关手段的驱动信号的信号处理电路。
22.按照权利要求21或22所述的感性负载驱动装置，其特征在于，所述负载电流检测手段是设置电流检测电阻，该电流检测电阻在并联于该电流检测电阻两端的电压在所定电压以下时，为非导通；该电流检测电阻的两端电压超过所定电压时，设置具有导通定电压特性的旁路手段，通过用所述高压开关手段及所述高压分配开关手段连接所述电流检测电阻，对负载保持所述电流值信号超过均衡电流值所定的电流值以上的流过电流时，由于该电流在所述电流检测电阻两端产生的电压超过所述旁路手段所定的电压，因此，负载电流经所述旁路手段分流，减低所述电流检测电阻的发热。
23.按照权利要求21所述的感性负载驱动装置，其特征在于，涉及根据所述感性负载的驱动顺序，所述高压开关手段的驱动时期不重叠，共同使用所述直流-直流换能器(DC-DC)电路及所述高压开关手段，同时在涉及继续驱动所述该负载期间，不重叠在一起，共同使用所述模拟恒流输出电路和所述负载电流检测手段。
24.一种感性负载驱动装置，具有由感性负载的驱动侧端子输入电压，当该感性负载的驱动电流断流或者急剧减少时，检测通过所述感性负载的自感应的脉冲电压，输出动作确认信号的监控电路，其特征在于，通过对负载驱动初期施加的高电压，流过负载的大电流急速减少时，检测产生的脉冲电压，输出确认信号，为了防止误认负载驱动结束时产生的脉冲和用意味结束所述感性负载的驱动的控制信号屏蔽所述确认信号的监控电路。
25.按照权利要求21所述的感性负载驱动装置，其特征在于，作为所述高压开关手段通过如晶体管那样的控制输入，使用可断路元件的同时，作为所述高压分配开关手段，使用如可控硅(SCR)那样的具有导通的自保持功能的元件。
26.按照权利要求21所述的感性负载驱动装置，其特征在于，作为所述低压分配开关手段使用如可控硅(SCR)那样的具有导通的自保持功能的元件。
全文摘要
对电源E串联设置线圈L和开关Sw，开关Sw闭合，电源电压对线圈加压，接着由于开关Sw断开，储存于线圈L中磁能对与开关Sw并联设置的电容器C充电，在得到高压的直流-直流换能器(DC-DC)感性负载驱动装置中，由于在线圈L的磁芯中使用永久磁铁Mg，绕组电流磁通得到反方向的偏置，增加线圈L储存的磁能。实现用小型线圈可高效充电的直流-直流换能器(DC-DC)电路，得到小型轻便的感性负载驱动装置。
文档编号H02M1/00GK1163021SQ95196140
公开日1997年10月22日 申请日期1995年11月13日 优先权日1994年11月11日
发明者吉田大辅, 萩原政雄, 川路泰史 申请人:株式会社小松制作所