专利名称：次谐波混频器的制作方法
背景技术：
发明领域本发明涉及混频器，以及更具体地，涉及次谐波混频器。
现有技术混频器的主要原理是在将多个电信号混合在一起的过程中，它将多个频率相加和相减，以产生新的频率。在信号处理领域，在时域中的乘法过程被认为相当于在频域中的卷积过程。混频器产生失真或者乘法积，它们降低或减少了输出信号质量。在混频过程中，充分利用乘法的科学技术，使得这些不需要的乘法积(或它们的影响)最小化，以及使得乘法器尽可能有效地进行它们的频率转换。
混频器也可以产生非线性失真。非线性失真可以是谐波失真或者互调失真(IMD)的形式，其中在谐波失真中，出现整数倍的输入频率，而在互调失真中，不同的分量相乘，形成新的分量。与绝对线性的任何偏离都会导致某种形式的非线性失真。
标准的混频器设计涉及明显的非线性乘法。通常，混频器的转换操作使得本机振荡器信号(“LO”)有效地用作方波。这种转换操作具有几个优势包括降低的噪声、提高的增益、对设备失配和变化的不敏感、对精确的LO强度的不敏感、以及简化的设计。然而，一个缺点是产生了若干奇数序混合积(“OMP”)。OMP通常被定义为一个输入与另一个输入之奇数谐波的乘积。
通过使用次谐波混频器(SHM)，极大地推进了高级接收器结构的发展，尤其是直接转换接收器(DRC)。虽然SHM在某些对DCR很重要的参数上表现的好于标准的混频器，但是它通常在至少一些更标准品质因数(例如，噪声系数(NF))上不如标准的混频器。
对用于DRC的SHM感兴趣的原因是由于射频(RF)与LO路径之间有限的隔离。SHM同时存在LO自混频信号和闭塞信号耦合的问题。RF路径到LO路径上存在的大量闭塞信号的不必要耦合使得在基带信号之输出上产生直流(DC)偏移。LO自混频和未调制的阻断器(blocker)耦合引起DC偏移，其在某些调制方案中使数据出错，例如在全球移动通信系统(GSM)中使用的调制方案。
因为SHM使用的频率是期望的RF信号频率的一半()，所以极大地减少了使用SHM的接收器中的寄生耦合问题。忽略二阶效应，到LO路径的大量闭塞信号的耦合不再影响混频器的操作。这是对SHM有很大兴趣的主要原因，即使与传统的混频器相比，它趋向于有多的噪声。
用于构建次谐波混频器以及尤其是在LO的一半()进行操作的次谐波混频器的两个已知技术具有几个缺点。众所周知的技术是在2000年09月的IEEE Journal of Solid-State Circuits第35卷第9期L.Sheng等人的论文“A wide-Bandwidth Si/SiGe HBT DirectConversion Sub-Harmonic Mixer/Downconverter”中所描述的。这个技术涉及层叠两个标准，由分开成90°的1/2 LO信号驱动的双平衡混频器内核。由分开成90°的1/2 LO信号驱动的两组硬转换双极性晶体管对提供一功能相当的下变频器，它可以通过等式BB＝RF*sin(flo*t)cos(flo*)＝RF*sin(2*flo*t)表示，其中BB是基带信号，RFin是射频输入信号，flo是本机振荡器频率。该方法与标准(Gilbert型)混频器相比，具有几个问题。一个问题是两个层叠内核的使用比单内核需要更大的净空(headroom)。净空是在出现削波失真之前可以送入或送出电子器件的正常输入电平之上的附加信号的数量。这不仅意味着内核需要额外的净空，而且驱动它的LO被限制以避免将器件驱动到饱和状态。另一个问题是底层的公共发射极节点以2*flo(接收频率)进行振荡。这个振荡导致不希望的大量闭塞信号的混合，以及作为结果可以导致降低对无线电的敏感度。另外，在出现双下混频的期间，接收频率被混频到接近LO的频率，增大了IIP2降低的可能性。IIP2是理论的输入电平，在该输入电平处，二阶双调畸变积在幂次上等于期望信号。
在Molnar等人的美国专利No.6370372(被转让给本发明的受让人)中描述了构建次谐波混频器的另一种技术，在这个专利中描述的技术通过使用由仔细构造的提供硬转换的阶梯波驱动的单个四路比较SHM克服了以上描述的不足。这个结构只需要一层转换内核，以及它的性能取决于阶梯波的产生。由四个90度分开的阶梯波驱动的四个晶体管保证每次只有一个器件接通，每个都为LO周期的。通过对0°、180°的输出和90°、270°的输出进行求和，得到以LO频率的两倍进行的有效混频。一个问题是混频器非对称地加载每一个阶梯波(只有信号开头的驱动接通的晶体管)。这意味着阶梯波趋向于产生一些二次谐波失真。另一个问题是阶梯波要求的净空为转换混频器内核所需要的净空的两倍。结果，净空受到驱动器的限制，使它很难在混频器内核中得到大的摆动(swing)以及快速的转换。第三个问题是LO需要谐波内容(content)(尤其是三次谐波)，以作为良好的阶梯波进行操作，因此不会选择感应器/电容(电感电容(LC))调谐。最后，为了确保硬转换而没有额外的摆动，优选地，驱动阻抗应该相对较低。所有这些导致了LO驱动器中较低的优化NF和高的功率消耗。
因此，需要一种SHM，其包括这类混频器的优点，同时克服了这类混频器存在的问题。
概述描述了一种对接收的射频信号进行下变频的次谐波混频器和方法。本发明的次谐波混频器使用高阶对称的两层转换内核，以减少不希望的谐波产生，以及使用互补金属氧化物半导体(CMOS)晶体管来改善净空。
在一个实施例中，次谐波混频器包括本机振荡器接口、第一转换级、第二转换级、以及基带输出。本机振荡接口接收本机振荡器信号。本机振荡器信号包括带有四个相等间隔的相位分量的波形。第一转换级接收输入电流以及本机振荡器信号来提供四个中频电流。每一个中频电流都响应于所述相位分量其中之一和输入电流。第二转换级接收中间电流以及本机振荡器信号来提供八个基带电流。每一个基带电流都响应于与用来产生相应中频电流的相位分量相邻的两个相位分量中的一个。基带输出是通过对基带电流求和来产生的。
在另一个实施例中，一种方法包括接收一RF信号，提供四个相等相移的本机振荡器信号，将RF信号与四个相等相移的本机振荡器信号的每一个进行混频，以产生中频(IF)信号，将每一个IF信号和与用来产生该IF信号的本机振荡器信号相邻的两个相移的本机振荡器信号进行混频，以产生基带(BB)信号，以及对BB信号进行求和，以提供基带输出。
对于本领域所属技术人员来说，当阅读以下附图和详细说明之后，本发明的其它系统、方法、特征以及优势都将变得更加明显。所期望的是所有这些附加的系统、方法、特征以及优势都被包括在本描述内、被包括在本发明的范围内，以及受所附权利要求的保护。
附图简要说明图中的组件都没有必要按比例绘出，重点放在描述本发明的原理上。在图中，相同的参考数字在整个不同的附图中表示相应的部件。
图1是描述直接转换接收器的方框图2是描述图1所描述的直接转换接收器中包含的双平衡次谐波混频器的一个实施例的方框图；图3是描述单平衡次频谐波同相混频器的方框图；图4是描述单平衡次频谐波正交混频器的方框图；图5是描述混频器之第二级中另一个使用双极结晶体管的单平衡次频谐波同相混频器的方框图；图6是描述到图3的次谐波混频器的本机振荡器输出的时序图；图7是描述图3的次谐波混频器之第一级的电流输出的时序图；图8是描述图3的次谐波混频器之第二级的电流输出的时间图；以及图9是描述结合图3的次谐波混频器之第二级的输出的时序图。
详细描述图1是描述简化的直接转换接收器100的一个非限定性例子的方框图，其中在该直接转换接收器100中可以实现本发明的一个实施例。直接转换接收器100包括天线102、低噪声放大器(LNA)104、混频器级105、低通滤波器114、116、以及可变增益放大器118、120。射频信号150被天线102接收，并且被LNA 104放大，以在连接器155上产生一个放大的接收信号。连接器155上的放大的接收信号的整个信号频谱(称为frf)被混频器级105频率转换为连接器160、165上的基带信号对(称为fbb)，其中混频器级105利用两个次谐波混频器106、108、本机振荡器(LO)110、以及移相器112。移相器112例如可以包括多相滤波器、分频器、延时锁定回路、或者本领域已知的任何其它相移电路。
每一个次谐波混频器106、108有效地作为两个串联的转换级进行工作。通过改变LO 110信号flo的相位，以及将flo与frf进行混频，第一级将放大的接收信号frf转换为中频fif。第二级将移相大约+90°和-90°的flo与中频fif进行混频，以产生fbb，由此将中频fif转换为基带。移相器112改变用于混频器108的LO 110信号flo的相位，使得其与用于混频器106的LO 110信号相位相差大约45°，以允许交替来源于放大的接收信号frf的同相(I)和正交(Q)分量。分别利用低通滤波器114、116和可变增益放大器118、120对基带信号160、165进行进一步调节。
图1中的两个次谐波混频器106、108是由LO 110信号驱动的，LO 110信号的频率是驱动传统的下变频混频器之频率的大约一半。现有的混频器都是被在0°和90°的LO信号驱动的，然而次谐波混频器106、108都是被在0°和45°的LO信号驱动的。尽管次谐波混频器106、108是被频率移相大约减小一半的LO 110信号驱动的，但是混频器级105的输出仍然产生彼此之间的相位相差90°的I和Q基带分量。执行两个转换操作的过程使得频率加倍，以及由此相位差也加倍。
每一个次谐波混频器106、108接收两个输入。输入到次谐波混频器106的是LO信号flo和放大的接收信号frf。LO信号flo包括相位成量flo(0°)、flo(90°)、flo(180°)、以及flo(270°)。将这些flo的相位分量与frf进行混频，来产生同相(I)基带分量fbbI。输入到次谐波混频器108的是LO信号flo和放大的接收信号frf。LO信号flo包括相位分量flo(45°)、flo(135°)、flo(225°)、以及flo(315°)。将这些flo的相位分量与frf进行混频，来产生正交(Q)基带分量fbbQ。
图2是描述以双平衡混频器的形式的图1所示的次谐波混频器106的一个实施例的示意图。次谐波混频器106通常被称为“I混频器”，因为它产生接收信号frf的I基带(fbbI)分量。次谐波混频器106包括RF输入部分170和混频器内核180。混频器内核180包括用于接收LO信号的LO接口182，以及用于提供输出基带信号的转换级184、186。RF输入部分170提供第一电流给晶体管Q1～Q4，以及提供第二电流给Q5～Q8。混频器内核的第一转换级包括八个晶体管Q1～Q8。第一转换级耦合到混频器的第二转换级，用于提供第三电流给晶体管Q9、Q10，提供第四电流给晶体管Q11、Q12，提供第五电流给晶体管Q13、Q14，提供第六电流给晶体管Q15、Q16，提供第七电流给晶体管Q17、Q18，提供第八电流给晶体管Q19、Q20，提供第九电流给晶体管Q21、Q22，以及提供第十电流给晶体管Q23、Q24。第二转换级包括十六个晶体管Q9～Q14，用于提供输出基带信号BB+、BB-。
在图2描述的实施例中，放大的接收信号frf分别被作为电流Irf和电流Irf-输入到晶体管Q1～Q4和Q5～Q8。每个电流在第一转换级中与LO分量混频，以产生中频电流。转换实质上是在这个实施例中将输入信号混频到低频率的乘法动作。中频电流在第二转换级中与LO分量混频，以产生I基带分量。
图3是以单平衡混频器的形式的图1的次谐波混频器106的一个实施例的示意图。次谐波混频器300通常被称为“I混频器”，因为它产生接收信号frf的I基带(fbbI)分量。次谐波混频器300包括RF输入部分310和混频器内核320。混频器内核320包括用于接收LO信号的LO接口322，以及用于提供输出基带信号的两个转换级324、326。RF输入部分310提供第一电流给第一转换级324。混频器内核320的第一转换级324包括四个晶体管Q25～Q28。第一转换级324耦合到具有八个晶体管Q29～Q36的第二转换级326。混频器内核320的第一转换级324提供第二电流给晶体管Q29、Q30，提供第三电流给晶体管Q31、Q32，提供第四电流给晶体管Q33、Q34，以及提供第五电流给晶体管Q35、Q36。第二转换级326的输出提供输出基带信号BB+、BB-。
在图3描述的实施例中，放大的接收信号frf作为电流Irf+被输入到晶体管Q25～Q28。电流Irf+在第一转换级324中与LO分量混频，以产生中频电流。转换实质上是在这个实施例中将输入信号混频到低频率的乘法动作。中频电流在第二转换级中与LO分量混频，以产生I基带分量。
图4是以单平衡混频器的形式的图1的次谐波混频器108的一个实施例的示意图。次谐波混频器400通常被称为“Q混频器”，因为它产生接收信号frf的Q基带(fbbQ)分量。次谐波混频器400包括；RF输入部分410和混频器内核420。混频器内核420包括用于接收LO信号的LO接口422，以及两个用于提供输出基带信号的两个转换级414、416。RF输入部分410提供第一电流给第一转换级424。混频器内核420的第一转换级424包括四个晶体管Q37～Q40。第一转换级424耦合到具有八个晶体管Q41～Q48的第二转换级426。混频器400的第一转换级424提供第二电流给晶体管Q41、Q42，提供第三电流给晶体管Q43、Q44，提供第四电流给晶体管Q45、Q46，以及提供第五电流给晶体管Q47、Q48。第二转换级的输出提供输出基带信号BB+、BB-。
在图4描述的实施例中，放大的接收信号frf作为电流Irf+被输入到晶体管Q37～Q40。电流Irf+在第一转换级424中与LO分量混频，以产生中频电流。转换实质上是在这个实施例中将输入信号混频到低频率的乘法动作。中频电流在第二转换级中与LO分量混频，以产生Q基带分量。
图5是以混合单平衡混频器的形式的图1的次谐波混频器106的一个实施例的示意图。次谐波混频器500通常被称为“I混频器”，因为它产生接收信号frf的I基带(fbbI)分量。次谐波混频器500包括RF输入部分510和混频器内核520。混频器内核520包括用于接收LO信号的LO接口522，以及用于提供输出基带信号的两个转换级524、526。RF输入部分510提供第一电流给第一转换级524。混频器内核520的第一转换级524包括四个N沟道场效应晶体管Q49～Q50。第一转换级424耦合到具有八个npn双极结型晶体管Q53～Q60的第二转换级526。混频器500的第一转换级524提供第二电流给晶体管Q53、Q54，提供第三电流给晶体管Q55、Q56，提供第四电流给晶体管Q57、Q58，以及提供第五电流给晶体管Q59、Q60。第二转换级的输出提供输出基带信号BB+、BB-。
在图5描述的实施例中，放大的接收信号frf作为电流Irf被输入到晶体管Q49～Q52。电流Irf+在第一转换级524中与LO分量混频，以产生中频(IF)电流。转换实质上是在这个实施例中将输入信号混频到低频率的乘法动作。中频电流在第二转换级中与LO分量混频，以产生I基带分量。
图5的混合单平衡次谐波混频器也可以实现为双平衡次谐波混频器。
图6-9显示了与由图3中的电路产生的信号处理相关的波形的各种例子。图6显示了驱动混频器的四个90°分开的LO信号。如图7所示，晶体管的第一转换级并不是特别的硬转换，并且它们的转换点出现在产生四个90°分开信号的各种LO信号的过零点(zero cross)之间。晶体管的第二转换级利用快速的硬转换转变将这四个信号分为八个信号。结果，如图8所示，每个第二级晶体管产生一具有快边缘(fast edge)和慢边缘的脉冲。在图9中，第二转换级的输出被求和，使得全部的差分混频项只在快速转变上以2倍于LO频率转换。
尽管发明的混频器是双平衡的，但是使用图6-9，可以容易理解如图3所示的以单平衡混频器形式的混频器的操作。本机振荡器(LO)信号可以是正形或者正弦波发生器。对于这个例子，使用正弦波发生器来提供图6所示的四个LO输出。四个LO输出的每一个都驱动第一转换级中的一个晶体管以及第二转换级中的两个晶体管。每个第一转换级晶体管的输出驱动两个第二转换级晶体管。驱动指定的第一转换级晶体管的LO的相位从驱动两个第二转换级晶体管的LO信号之相位偏移+/-90°，其中所述两个第二转换级晶体管被指定的第一转换级晶体管驱动。图7中显示了第一转换级中的四个晶体管的每一个的输出。图8显示了第二转换级中的八个晶体管的每一个的输出。如图9所示，对第二级转换设备之输出进行混频的结果是BB＝RFin*sin(flo*t)cos(flo*)＝RFin*sin(2flo*t)，其中BB是基带信号，RFin是射频输入信号，flo是本机振荡器频率。
本发明的次谐波混频器结构具有四路对称性。四路对称性具有几个重要的效果。一个是它保证对称地加载四个LO信号。这个对称性对于保持在LO中90°相位分开始很重要的。非90°相位分开允许从RF部分到基带的直流(DC)信号泄漏，通常在损害IIP2的情况下。四路对称性也抑制了在RF部分产生2*flo，以及在其它任何地方产生2*flo信号的反相位。因此，这个设计改进了两个主要的DRC特定的混频器规范(LO放射以及IIP2)。
四路对称性的使用也允许晶体管的第一转换级设置作为四路比较器进行操作，意味着晶体管不可能特别地被硬转换(看图7)。实际上，削波的使用(其通常增大硬转换)使这个影响更严重。通常，这个将导致不良的噪声指数以及低增益。然而，第二转换级的加入防止了削使用所产生的问题。第二转换级是硬转换，并且包括由反相LO信号驱动的不同晶体管对。正如图8中可以看到的，第二级晶体管的每一个输出都经历两个转变，当晶体管自身接通/断开时是快转变，当驱动它的第一转换级晶体管接通/断开时是慢转变。慢转变通过第一转换级到第二转换级以及到输出。然而，输出的连接性保证了慢转变任何一侧的两个输出都重新结合(例如，在图8中，Q29和Q35的输出进行求和)。这得出一个结论任何指定的第一转换级晶体管对之间的转变行为都对输出没有影响。如图9所示，只根据第二转换级的快转变，来硬转换输出。这意味着第一转换级没有相位噪声、没有失配影响、没有增益损失或者任何与晶体管转变相关的其它影响。此外，因为给定的第一转换级晶体管的输出在两个输出之间被均匀地分开，所以第一转换级中的I/f噪声或者其它近直流(near-DC)影响都被第二转换级上变频，并且没有以基带信号的形式泄漏到输出。
因此，第一转换级可以被硬驱动，而对减弱没有多少性能。这允许使用驱动到三极管状态的小的、短沟道的、N沟道场效应晶体管，以及还允许合理的性能，这是很重要的，因为它意味着驱动第二转换级的LO线也可以直流(DC)耦合到第一转换级。将第一转换级晶体管放在三极状态也增大了净空和/或允许在LO线上使用较大的输入摆动。只有第二转换级应该具有硬转换。因为第一级转换级的器件在它们各自的反相位LO信号的过零点进行转变，所以LO信号可以是正弦波或正波，而没有四路比较SHM带来的性能减弱。
虽然图1和2显示利用N沟道金属氧化物半导体(NMOS)实现的本发明次谐波混频器，同样可以利用P沟道金属氧化物半导体(PMOS)来实现次谐波混频器，具有在速度上关联的成本以及改进了闪烁噪声。
可替换的实施例是上述设计的双极性版本。然而，第一转换级优选地应该保持在饱和状态之外。
虽然已经描述了本发明的各种实施例，本领域普通技术人员都可以领会到更多实施例和实现都可以在本发明的范围内。
权利要求书(按照条约第19条的修改)19、一种次谐波混频器，包括本机振荡器接口，用于接收一个本机振荡器信号，所述本机振荡器信号包括四个相等间隔的相位分量；第一转换级，用于接收一第一和第二电流以及所述本机振荡器信号，以提供八个中频电流，每一个中频电流响应于所述相位分量其中之一以及所述第一和第二电流其中之一；以及第二转换级，用于接收所述中频电流以及所述本机振荡器信号，以提供十六个基带电流，每一个基带电流响应于与用来产生相应中频电流的相位分量相邻的两个相位分量中的一个；以及基带输出，其通过对所述基带电流进行求和而产生。
20、根据权利要求19的混频器，其中，所述基带输出包括一对分量，每一个分量是通过对所述基带电流中的八个进行求和而产生的。
权利要求
1.一种次谐波混频器，包括本机振荡器接口，用于接收一本机振荡器信号，所述本机振荡器信号包括一波形，该波形具有四个相等间隔的相位分量；第一转换级，用于接收一输入电流以及所述本机振荡器信号，以提供四个中频电流，每一个中频电流响应于所述相位分量其中之一以及所述输入电流；以及第二转换级，用于接收所述中频电流以及所述本机振荡器信号，以提供八个基带电流，每一个基带信号响应于与用来产生相应中频电流的相位分量相邻的两个相位分量中的一个；以及基带输出，其通过对所述基带电流进行求和而产生。
2.根据权利要求1的混频器，其中，所述四个相位分量包括0°相位分量、90°相位分量、180°相位分量、以及270°相位分量。
3.根据权利要求1的混频器，其中，所述四个相分量包括45°相位分量、135°相位分量、225°相位分量、以及315°相位分量。
4.根据权利要求1的混频器，其中，所述基带输出包括一对分量，每一个分量都是通过对所述基带电流中的四个进行求和而产生的。
5.根据权利要求1的混频器，其中，所述第一转换级包括多个互补金属氧化物半导体晶体管。
6.根据权利要求1的混频器，其中，所述第一转换级包括多个N沟道金属氧化物半导体晶体管。
7.根据权利要求6的混频器，其中，所述第二转换级包括多个npn双极结型晶体管。
8.根据权利要求1的混频器，其中，所述第一转换级包括多个P沟道金属氧化物半导体晶体管。
9.根据权利要求1的混频器，其中，所述第二转换级包括多个互补金属氧化物半导体晶体管。
10.根据权利要求1的混频器，其中，所述第二转换级包括多个N沟道金属氧化物半导体晶体管。
11.根据权利要求1的混频器，其中，所述第二转换级包括多个P沟道金属氧化物半导体晶体管。
12.根据权利要求1的混频器，其中，所述混频器是单平衡混频器。
13.根据权利要求1的混频器，其中，所述混频器是双平衡混频器。
14.一种用于对接收的射频(RF)信号进行下变频的方法，包括接收一RF信号；提供四个相等相移的本机振荡器信号；将所述RF信号与所述四个相等相移的本机振荡器信号的每一个进行混频，以产生多个中频(IF)信号；将所述中频信号的每一个与相邻于用来产生该IF信号的本机振荡器信号的两个相移的本机振荡器信号进行混频，以产生多个基带(BB)信号；以及对所述基带(BB)信号进行求和，以提供一个基带输出。
15.根据权利要求14的方法，其中，所述求和步骤包括对所述BB信号的一半进行求和，以提供所述基带输出的第一分量；以及对所述BB信号的另一半进行求和，以提供所述基带输出的第二分量。
16.根据权利要求14的方法，其中，所述RF信号包括正的和负的分量。
17.根据权利要求16的方法，其中，混频所述RF信号包括将所述分量的每一个与所述四个相等相移的本机振荡器信号进行混频，以产生八个中频信号。
18.根据权利要求17的方法，其中，混频所述IF信号包括将所述中频信号的每一个与相邻于用来产生该中频信号的本机振荡器信号的两个本机振荡器信号进行混频，以产生十六个基带信号。
19.一种次谐波混频器，包括本机振荡器接口，用于接收一个本机振荡器信号，所述本机振荡器信号包括四个相等间隔的相位分量；第一转换级，用于接收一第一和第二电流以及所述本机振荡器信号，以提供八个中频电流，每一个中频电流响应于所述相位分量其中之一以及所述第一和第二电流其中之一；以及第二转换级，用于接收所述中频电流以及所述本机振荡器信号，以提供十六个基带电流，每一个基带电流响应于与用来产生相应中频电流的相位分量相邻的两个相位分量中的一个；以及基带输出，其通过对所述基带电流进行求和而产生。
20.根据权利要求1的混频器，其中，所述基带输出包括一对分量，每一个分量是通过对所述基带电流中的八个进行求和而产生的。
全文摘要
描述了次谐波混频器(106)和对接收的射频信号进行下变频的方法。本发明的次谐波混频器(106)使用高阶对称的两层转换内核(184、186)，以减小不希望的谐波产生，以及使用晶体管(Q1～Q24)，以改善净空。
文档编号H03D7/14GK1685623SQ03823375
公开日2005年10月19日 申请日期2003年9月30日 优先权日2002年9月30日
发明者阿尔·莫尔纳, 杰夫·哈彻, 拉胡尔·马贡 申请人:天工方案公司