专利名称：用于量化脉冲宽度调制信号的全桥积分噪声整形的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及数字放大器领域。更具体地说，本发明涉及脉冲调制信号的处理。
背景技术：
传统地，音频放大器在模拟域内工作。这些放大器往往具有较低的功率转换效率，因此具有较大的尺寸和重量。随着数字技术特别是数字音频源的出现，开始在数字域内执行音频放大。
使用脉冲宽度调制(PWM)的数字音频放大器具有比模拟放大器高的功率转换效率，并且具有固定的开关频率。不同于使用模拟斜坡信号等量化的模拟PWM，通过对高速时钟的循环进行计数来量化和生成数字PWM。
Midya的美国专利No.6,414,613描述了一种量化PWM波形的积分噪声整形(integral noise shaping，INS)算法。通过迫使由于量化占空比信号而产生的噪声落在感兴趣的频带之外，使用PWM噪声整形环来改善量化PWM信号的带内信噪比(SNR)。
在具有四个开关的全桥应用中经常使用基于脉冲宽度调制的开关放大器。在这样的应用中，可采用单侧(single-sided)PWM处理，然后反相所得到的信号，以创建驱动全桥功率级所需的信号对。美国专利No.6,414,613是一个这样的例子。
为了使用现有技术获得高信噪比，对于晶体参考时钟频率、输出滤波、在功率级中匹配以及在信号路径中匹配，存在严格的要求。
发明内容
存在对下面实施例的需要。当然，本发明不限于这些实施例。
根据本发明的一方面，一种用于全桥积分噪声整形的方法，包括接收第一和第二参考PWM信号；将第一和第二参考PWM信号与量化误差校正进行求和；将该和量化成第一和第二输出PWM信号；根据全桥积分噪声整形算法，对第一和第二参考PWM信号与第一和第二输出PWM信号进行差分积分，以获得量化误差校正。根据本发明的另一方面，一种用于对脉冲调制信号执行全桥积分噪声整形量化的设备，包括单端(single-ended)到差分转换电路；以及全桥INS量化电路，耦接到单端到差分转换电路。
当结合下面描述和附图来考虑时，本发明的这些和其他实施例将会变得更加清楚和更好理解。然而，应当理解，下面描述虽然说明了本发明的各种实施例及其众多特定细节，但是它是仅作为示例而给出的，而不起限制作用。在不脱离本发明的精神的情况下，可以在本发明的范围内进行各种替换、修改、补充和/或重新布置，并且本发明包括所有这样的替换、修改、补充和/或重新布置。
伴随本说明书并形成其一部分的附图是为了描述本发明的特定方面而包括的。通过参考在附图中示出的示例性由此是非限制性的实施例，本发明及其包括的系统的各组件和操作的较清楚概念将会变得更容易明白，其中相同的标号(如果它们出现在多个附图中)指定相同的单元。通过结合这里给出的描述参照这些附图中的一个或多个，本发明可以得到更好的理解。应当注意，附图所示的部件不一定是按比例绘制的。
图1是放大器的全桥功率级的电路图。
图2是PWM处理方案的方框图。
图3是PWM INS量化过程的时序图。
图4是表示本发明实施例的全桥INS量化方案的方框图。
图5是表示本发明实施例的全桥INS量化方案的详细方框图。
图6是表示本发明实施例的向量全桥INS过程的时序图。
图7是表示本发明实施例的向量全桥INS输出信号的模拟功率谱密度图。
图8是表示本发明实施例的向量全桥INS输出信号的具有0.3％失配的模拟功率谱密度图。
图9是表示本发明实施例的互补全桥INS过程的时序图。
图10是表示本发明实施例的互补全桥INS输出信号的模拟功率谱密度图。
图11是表示本发明实施例的互补全桥INS输出信号的具有0.3％失配的模拟功率谱密度图。
图12是表示本发明实施例的互补全桥INS输出信号的具有1％失配的模拟功率谱密度图。
图13是表示本发明实施例的以两倍开关频率操作的偏移参考全桥INS过程的时序图。
图14是表示本发明实施例的以两倍开关频率操作的偏移参考全桥INS输出信号的模拟输出功率谱密度图。
图15是表示本发明实施例的以四倍开关频率操作的偏移参考全桥INS过程的时序图。
图14是表示本发明实施例的以四倍开关频率操作的偏移参考全桥INS输出信号的模拟输出功率谱密度图。
图17是单端INS输出信号的模拟输出频谱图。
图18是表示本发明实施例的全桥INS输出信号的模拟输出频谱图。
具体实施例方式
参考在附图中示出且在下文中详述的非限制性实施例，更全面地说明本发明及其各种特性和优选细节。应当理解，该详细描述和特定例子虽然说明了本发明的特定实施例，但是它只是作为示例而提供的，而不起限制作用。通过本公开内容，基本发明概念的精神和/或范围内的各种替换、修改、补充和/或重新布置对于本领域的普通技术人员而言将会变得清楚。
参照图1，其示出了现有技术的全桥功率级100放大器的电路图。包括p沟道和n沟道场效应晶体管(FET)的一组四个开关102-105耦接到电源电压101、负载106和参考电压(地)107。输入108耦接到全桥功率级100的第一侧，并且另一个输入108耦接到全桥功率级100的第二侧。全桥功率级100的操作和特性及其变体在本技术领域内是公知的。
在具有四个开关的全桥应用中经常使用基于脉冲调制的开关放大器。可使用不同类型的脉冲调制驱动信号，例如脉冲宽度调制(PWM)信号和脉冲密度调制信号(PDM)。虽然下面描述涉及PWM驱动信号，但是本领域的普通技术人员应当认识到本发明也适用于其他类型的脉冲调制信号。
典型地，PWM处理包括量化和噪声整形。在现有技术中，该处理基于单侧或半桥应用来完成。在典型的全桥应用中，采用单侧PWM处理，然后反相所得到的信号，从而创建将一对输入驱动到全桥功率级所需的两个差分驱动信号。
参照图2，其示出了现有技术的PWM处理方案的方框图。未量化的PWM信号200由积分噪声整形(INS)量化器201进行处理，从而产生量化PWM信号202。量化PWM信号202由单端到差分转换块203作进一步的处理，从而输出一对差分量化全桥PWM信号204，其可以一起驱动耦接到负载106的全桥功率级100。
仍然参照图2，INS量化器201包括PWM噪声整形环，其用来改善量化PWM信号的带内信噪比。该环的输入是表示占空比系列的高分辨率数字信号。该环的输出是表示类似占空比系列的较低分辨率数字信号。噪声整形环可以迫使由于量化占空比信号而产生的噪声(误差)保持在感兴趣的频谱之外。噪声整形可以基于先前累积的量化误差向量化输出样本提供数据引导调整(data directed adjustment)。
参照图3，其示出了现有技术的PWM INS量化过程的时序图300。未量化的PWM信号X(t)200是由图2所示的INS量化器201整形从而产生量化PWM信号Y(t)202的积分噪声。还参考在自然采样电路(未示出)内使用的双侧斜坡采样信号310。纵轴表示信号200和202，而横轴表示时间。感兴趣的时间包括(n-1)Ts、(n-1/2)Ts、nTs、(n+1/2)Ts以及(n+1)Ts，其中Ts是开关周期，而n是整数。
仍然参照图3，INS算法可以计算量化Y(t)202和未量化X(t)200PWM信号之间的噪声的积分反馈。积分项用来对量化噪声进行整形。有可能以解析方式(analytically)积分PWM波形到任何阶，并且使用相同的积分环来量化PWM的上升和下降沿。例如，可以使用第四阶系统来积分输入X(t)200与输出Y(t)202之间的误差。这些积分是I1(t)=∫-∞t(X(τ)-Y(τ))dτ]]>方程式1I2(t)=∫-∞t(I2(τ))dτ]]>方程式2I3(t)=∫-∞t(I2(τ))dτ]]>方程式3I4(t)=∫-∞t(I3(τ))dτ]]>方程式4方程式1-4计算由于对PWM信号的量化而产生的误差的第一到第四阶积分，其可以分成左半循环(l)和右半循环(r)。仍然参照图3，以离散的时间间隔定义积分(I1、I2、I3和I4)，并且可以以解析方式计算它。左半循环的值是il1(n)＝I1(nTs)＝ir1(n-1)+((1-yr(n-1))-(1-xr(n-1)))方程式5il2(n)=I2(nTs)=ir2(n-1)+ir1(n-1)+]]>方程式6((1-yr(n-1))2-(1-xr(n-1))2)2]]>il3(n)=I3(nTs)=ir3(n-1)+ir1(n-1)2+]]>方程式7((1-yr(n-1))3-(1-xr(n-1))3)6]]>il4(n)=I4(nTs)=ir4(n-1)+ir3(n-1)+ir2(n-1)2+]]>方程式8ir1(n-1)6+((1-yr(n-1))4-(1-xr(n-1))4)24]]>并且右半循环的值是ir1(n)=I1((n+12)Ts)=il1(n)+((xl(n))-y;(n)))]]>方程式9
ir2(n)=I2((n+12)Ts)=il2(n)+il1(n)+((xl(n))2-yl(n))2)2]]>方程式10ir3(n)=I3((n+12)Ts)=il3(n)+il2(n)+]]>方程式11il1(n)2+((xl(n))3-yl(n))3)6]]>ir4(n)=I4((n+12)Ts)=il4(n)+il3(n)+]]>方程式12il2(n)2+il1(n)6+((xl(n))4-yl(n))4)24]]>方程式5-8计算由于对PWM信号的左半循环的量化而产生的误差的第一到第四阶积分。方程式9-12计算由于对PWM信号的右半循环的量化而产生的误差的第一到第四阶积分。这些闭型积分方程式允许以开关频率执行计算。
左和右半循环的校正占空比(分别为zl(n)和zr(n))如下定义zl(n)＝xl(n)+k1il1(n)+k2il2(n)+k3il3(n)+k4il4(n)方程式13zr(n)＝xr(n)+k1ir1(n)+k2ir2(n)+k3ir3(n)+k4ir4(n)方程式14其中K值对应于噪声整形滤波器的多个积分器的加权因子。
对校正占空因数(duty cycle)进行量化以适合整数个数的时钟循环。这导致量化误差e，其作为将来循环的误差被反馈到INS环yl(n)＝Quantize(zl(n))＝Q(zl(n))＝zl(n)+el(n) 方程式15yr(n)＝Quantize(zr(n))＝Q(zr(n))＝zr(n)+er(n) 方程式16本发明包括一种用于为量化PWM而进行全桥积分噪声整形(INS)的方法和/或设备。在一个实施例中，本发明包括一系列INS算法，其量化PWM信号，以产生两个不同的PWM波形。通过本公开内容，本领域的普通技术人员可以认识到，全桥PWM处理可改善信噪比(SNR)，并且降低对晶体参考时钟频率、输出LC滤波、在功率级中匹配、以及在参考路径中匹配的要求。它还可允许较低的开关频率。
参照图4，其示出了根据本发明一个实施例的全桥INS量化方案的方框图。未量化信号200由单端到差分转换块203进行处理，从而产生第一和第二参考(差分未量化)PWM信号401和402。单端到差分转换块203还可抑制未量化信号200中的载波信号(若有的话)。这对参考信号401和402由全桥INS量化器块403作进一步的处理，从而产生第一和第二量化全桥PWM信号404和405，其可驱动耦接到负载106的全桥功率级100。
仍然参照图4，这对参考信号401和402中的每一个可通过不同的INS操作来量化，从而产生一对不同的量化全桥PWM信号404和405。根据本发明的一方面，这对PWM信号提供附加的开关沿，其提供附加的样本，因此提供了提高性能的机会。在一个实施例中，本发明提供一对不同的量化全桥PWM信号404和405，其具有互补的占空比。在另一个实施例中，本发明提供一种用于在每个开关周期内执行INS操作至少两次的方法和设备。
参照图5，其示出了全桥INS量化方案的更详细方框图。脉冲编码调制(PCM)信号500输入到自然采样器501中，其中自然采样器501输出单端PWM信号200。单端PWM信号200由单端到差分转换块203进行处理，从而产生第一参考PWM信号401和第二参考PWM信号402。单端到差分转换块203必要时还可抑制载波。这对参考PWM信号401和402由全桥INS量化器403的求和和量化块502作进一步的处理，从而产生第一输出PWM信号404和第二输出PWM信号405。这对输出PWM信号404和405可用来驱动全桥功率级100的第一和第二侧。全桥INS量化器403的差分积分块接收参考PWM信号对401和402以及输出PWM信号对404和405，计算量化误差校正504，并且将其馈送到求和和量化块502。
仍然参照图5，差分积分块503可利用第一和第二参考PWM信号401和402与第一和第二输出PWM信号404和405执行独立的差分积分操作。差分积分块503还可计算量化误差校正值504，其由求和和量化块502加到第一和第二参考PWM信号401和402，以减少量化噪声。
一般而言，根据本发明，通过在此称作全桥积分噪声整形算法的算法、利用量化误差校正504、通过求和和量化块502以及差分积分块503的操作，作为两个参考PWM信号401和402的函数产生两个输出PWM信号404和405。下面参考例子1-4提供全桥积分噪声整形算法的特定例子。
例子现在通过下面用来相当详细地阐述各个特性的非限制性例子，进一步描述本发明的特定实施例。下面例子是为了帮助理解可实施本发明的方式而包括的。应当理解，下面例子表示被发现为在实施本发明中工作良好的实施例，因此它们可以被认为是构成实施本发明的优选方式。然而，应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以在这些示例性实施例中进行各种修改，同时仍然获得相同或类似的结果。从而，这些例子不应当被解释为限制本发明的范围。
例子1向量全桥INS在本实施例中，向量全桥INS算法产生允许彼此完全不同的第一和第二输出PWM信号。每个输出全桥PWM信号可驱动图1所示的全桥功率级100的一侧，即可以将独立的占空比施加到全桥功率级100的每一半。
参照图6，其示出了向量全桥INS过程的时序图600。纵轴表示信号401A、402A、404A和405A，而横轴表示时间。感兴趣的时间包括(2n-1)Ts/2、(2n)Ts/2以及(2n+1)Ts/2，其中n是整数，而Ts是开关周期。一对参考PWM信号401A和402A被施加到图4所示的全桥INS量化器403，其输出一对输出PWM信号404A和405A。注意，负参考信号402A是正参考信号401A的延迟和反相型式。参考在图5所示的自然采样电路501内使用的双侧斜坡采样信号610。向量全桥INS算法如下对于右半循环(r)，在时间t＝(2n-1)Ts/2xr1(n-1)＝xr(n-1) 方程式17xr2(n-1)＝1-xl(n-1)方程式18z1＝xr1+k1I1+k2I2+k3I3+k4I4方程式19y1＝Quantize(z1)＝Q(z1) 方程式20z2＝xr2-(k1I1+K2I2+K3I3+k4I4)+(y1-z1) 方程式21
y2＝Quantize(z2)＝Q(z2) 方程式22方程式17和18建立参考PWM信号对401A和402A的右半循环之间的关系。方程式19和21作为参考PWM信号401A和402A两者的函数定义输出PWM信号对404A和405A的校正占空比，其中k值对应于加权因子。方程式19-22所示的操作由都在图5中示出的差分积分块503以及求和和量化块502执行。
在时间t＝(2n)Ts/2更新积分I4=I4+I3+I22+I16+(1-y1)424-(1-xr1)424-]]>方程式23(1-y2)424-(1-xr2)424]]>I3=I3+I2+I12+(1-y1)36-(1-xr1)36-]]>方程式24(1-y2)36+(1-xr2)36]]>I2=I2+I1+(1-y1)22-(1-xr1)22-(1-y2)22+(1-xr2)22]]>方程式25I1＝I1+(1-y1)-(1-xr1)-(1-y2)+(1-xr2) 方程式26方程式23-26所示的积分由图5所示的差分积分器503执行，并且提供量化误差校正504。对于左半循环(l)，在时间t＝(2n)Ts/2xl1(n)＝xl(n) 方程式27xl2(n)＝1-xr(n-1) 方程式28z1＝xl1+k1I1+k2I2+K3I3+k4I4方程式29y1＝Quantize(z1)＝Q(z1) 方程式30z2＝xl2-(k1I1+k2I2+k3I3+k4I4)+(y1-z1)方程式31y2＝Quantize(z2)＝Q(z2) 方程式32方程式27和28建立参考PWM信号对401A和402A的左半循环(l)之间的关系。方程式29和31作为参考PWM信号401A和402A两者的函数定义输出PWM信号对404A和405A的校正占空比。在时间t＝(2n+1)Ts/2更新积分I4=I4+I3+I22+I16-(xl2)424+(y2)424+(xl1)424-(y1)424]]>方程式33I3=I3+I2+I12-(xl2)36+(y2)36+(xl1)36-(y1)36]]>方程式34
I2=I2+I1-(xl2)22+(y2)22+(xl1)22-(y1)22]]>方程式35I1＝I1-xl2+y2+xl1-y1方程式36方程式33-36所示的积分由图5所示的差分积分器503执行，并且提供量化误差校正504。
参照图7，其示出了向量全桥INS输出信号的计算机模拟功率谱密度图700。输入是15kHz全尺寸音调(full scale tone)。图700是在如图1所示的功率级100的两侧之间没有失配的向量全桥INS应用的结果。纵轴表示施加到负载106的差分信号的幅度(dB)，而横轴表示信号的频率(×104)。
参照图8，其示出了向量全桥INS输出信号的具有0.3％失配的计算机模拟功率谱密度图800。图800是此时在如图1所示的功率级100的两侧之间存在0.3％失配的另一向量全桥INS应用的结果。纵轴表示施加到负载106的差分信号的幅度(dB)，而横轴表示信号的频率(×104Hz)。注意，与图7相比，噪声电平大幅升高。0.3％的失配表示在积分功率级中可能找到的失配。下一个例子即互补全桥INS描述对功率级失配更具有容忍性的可选实施例。
例子2互补全桥INS在本实施例中，互补全桥INS算法产生具有互补占空比的第一和第二输出PWM信号。每个输出全桥PWM信号可驱动图1所示的全桥功率级100的一侧，即可将互补的占空比施加到全桥功率级100的每一半。
参照图9，其示出了互补全桥INS过程的时序图900。纵轴表示信号401B、402B、404B和405B，而横轴表示时间。感兴趣的时间包括(2n-1)Ts/2、(2n)Ts/2以及(2n+1)Ts/2，其中n是整数，而Ts是开关周期。一对参考PWM信号401B、402B被施加到图4所示的全桥INS量化器403，其输出一对输出PWM信号404B和405B。参考在图5所示的自然采样电路501内使用的双侧斜坡采样信号910。互补全桥INS算法如下
对于右半循环(r)，在时间t＝(2n-1)Ts/2xr1(n-1)＝xr(n-1) 方程式37xr2(n-1)＝1-xl(n-1) 方程式38z1=xr1+(1-xr2)2+k1I1+k2I2+k3I3+k4I4]]>方程式39y1＝Quantize(z1)＝Q(z1) 方程式40y2＝1-y1方程式41方程式37和38建立参考PWM信号对401B和402B的右半循环之间的关系。方程式39作为参考PWM信号401B和402B两者的函数定义输出PWM信号404B的校正占空比，其中k值对应于加权因子。方程式39-41所示的操作由都在图5中示出的差分积分块503以及求和和量化块502执行。在时间t＝(2n)Ts/2更新积分I4=I4+I3+I22+I16+(1-y1)324-(1-xr1)324-]]>方程式42(1-y2)324-(1-xr2)324]]>I3=I3+I2+I12+(1-y1)36-(1-xr1)36-]]>方程式43I4=I4+I3+I22+I16-(xl2)424+(y2)424+(xl1)424-(y1)424]]>z1=xr1+(1-xr2)2+k1I1+k2I2+k3I3+k4I4]]>方程式44I1＝I1+(1-y1)-(1-xr1)-(1-y2)+(1-xr2) 方程式45方程式42-45所示的积分由图5所示的差分积分器503执行，并且提供量化误差校504。对于左半循环(l)，在时间t＝(2n)Ts/2xl1(n)＝xl(n) 方程式46xl2(n)＝1-xr(n-1) 方程式47z1=xl1(1-xl2)2+k1I1+k2I2+k3I3+k4I4]]>方程式48y1＝Q(z1) 方程式49y2＝1-y1方程式50方程式46和47建立参考PWM信号对401B和402B的左半循环之间的关系。方程式48作为参考PWM信号401B和402B两者的函数定义输出PWM信号404B的校正占空比。在时间t＝(2n+1)Ts/2更新积分
I4=I4+I3+I22+I16-(xl2)424+(y2)424+(xl1)424-(y1)424]]>方程式51I3=I3+I2+I12-+(xl2)36(y2)36+(xl1)36-(y1)36]]>方程式52I2=I2+I1-(xl2)22+(y2)22+(xl1)22-(y1)22]]>方程式53I1＝I1-xl2+y2+xl1-y1方程式54方程式51-54所示的积分由图5所示的差分积分器503执行，并且提供量化误差校正504。参照图10-12，其示出了互补全桥INS输出信号的计算机模拟功率谱密度图1000、1100和1200。在每个图中，纵轴表示施加到图1所示的负载106的差分信号的幅度(dB)，而横轴表示该信号的频率(×104Hz)。图1000涉及在功率级的两侧之间没有失配的互补全桥INS应用。图1100涉及在功率级的两侧之间存在0.3％失配的互补全桥INS应用。注意，由于0.3％失配而导致的信噪比恶化是不显著的。图1200涉及在功率级的两侧之间存在1％失配的互补全桥INS应用。在这种情况下，由于失配而导致的信噪比恶化增大，但是其结果对于很多应用仍然是可接受的。
例子3以两倍开关频率采样的偏移全桥INS在本实施例中，以两倍开关频率采样的偏移全桥INS算法产生第一和第二输出PWM信号。每个输出全桥PWM信号可具有独立的占空比，并且每一个可驱动图1所示的全桥功率级100的一侧。
参照图13，其示出了偏移全桥INS过程的时序图1700。纵轴表示信号401C、402C、404C和405C，而横轴表示时间。感兴趣的时间包括(2n-1)Ts/2、(2n-1+xr)Ts/2、(2n)Ts/2、(2n+1-xl)Ts/2以及(2n+1)Ts/2，其中n是整数，而Ts是开关周期。第一参考PWM信号401C相对于单端PWM信号200提前dTs/2，而第二参考PWM信号402C相对于单端PWM信号200延迟dTs/2，其中d是常数。注意，在感兴趣的时间，PWM信号404C和405C将不经过所有可能输入的开关转换。在每个开关周期Ts内，存在四个这样的时间。在前面例子中，在开关周期Ts内仅存在两个这样的时间。一对参考PWM信号401C和402C被施加到图4所示的全桥INS量化器403，其输出一对输出PWM信号404C和405C。参考在图5所示的自然采样电路501内使用的双侧斜坡采样信号1710。以两倍开关频率采样的偏移全桥INS算法如下对于右半循环，在时间t＝(2n-1)Ts/2xr1＝xr-d 方程式55xr2＝1-xr-d 方程式56z1＝xr1+k1I1+k2I2+k3I3+k4I4方程式57y1＝Q(z1) 方程式58y2＝1-2d-y1方程式59方程式55和56建立参考PWM信号对401C和402C的右半循环之间的关系。方程式57作为参考PWM信号对401C和402C之一的函数定义输出PWM信号404C的校正占空比，其中k值对应于加权因子。方程式57-59所示的操作由都在图5中示出的差分积分块503以及求和和量化块502执行。在时间t＝(2n)Ts/2更新积分I4=I4+I3+I22+I16+(1-y1)324-(1-xr1)324+(y2)324-(xr2)324]]>方程式60I3=I3+I2+I12+(1-y1)36-(1-xr1)36+(y2)36-(xr2)36]]>方程式61I2=I2+I1+(1-y1)22-(1-xr1)22+(y2)22-(xr2)22]]>方程式62I1＝I1+(1-y1)-(1-xr1)+y2-xr2方程式63方程式60-63所示的积分由图5所示的差分积分器503执行，并且提供量化误差校正504。对于左半循环，在时间t＝(2n)Ts/2xl1＝xl+d 方程式64xl2＝1-x+d 方程式65z1＝xl1+k1I1+k2I2+k3I3+k4I4方程式66y1＝Q(z1) 方程式67y2＝1+2d-y1方程式68方程式64和65建立参考PWM信号对401C和402C的左半循环之间的关系。方程式66作为参考PWM信号对401C和402C之一的函数定义输出PWM信号404C的校正占空比。在时间t＝(2n+1)Ts/2更新积分I4=I4+I3+I22+I16+(1-xl2)424-(1-y2)424+(xl1)424-(y1)424]]>方程式69I3=I3+I2+I12+(1-xl2)36-(1-y2)36+(xl1)36-(y1)36]]>方程式70I2=I2+I1+(1-xl2)22-(1-y2)22+(xl1)22-(y1)22]]>方程式71I1＝I1+(1-xl2)-(1-y2)+xl1-y1方程式72方程式69-72所示的积分由图5所示的差分积分器503执行，并且提供量化误差校正504。
参照14，其示出了两倍开关频率下的偏移参考全桥INS信号的模拟功率谱密度图1800。纵轴表示施加到图1所示的负载106的差分信号的幅度(dB)，而横轴表示该信号的频率(×104Hz)。注意，与图10的图1000相比，图1800的噪声层有些升高。然而，存在可受益于在每个开关周期Ts内存在四个在此期间PWM输出信号404C和405C不转换的时间间隔这一情形的应用。
例子4以四倍开关频率采样的偏移全桥INS在本实施例中，以四倍开关频率采样的偏移全桥INS算法产生第一和第二输出PWM信号。每个输出全桥PWM信号具有完全独立的占空比，并且每一个可驱动图1所示的全桥功率级100的一侧。
参照图15，其示出了偏移全桥INS过程的时序图1900。纵轴表示信号401D、402D、404D和405D，而横轴表示时间。感兴趣的时间包括(2n-1)Ts/2、(2n-1+xr)Ts/2、(2n)Ts/2、(2n+1-xl)Ts/2以及(2n+1)Ts/2，其中n是整数，而Ts是开关周期。第一参考PWM信号401D相对于单端PWM信号200提前dTs/2，而第二参考PWM信号402D相对于单端PWM信号200延迟dTs/2，其中d是常数。一对参考PWM信号401D和402D被施加到图4所示的全桥INS量化器403，其输出一对输出PWM信号404D和405D。参考在图5所示的自然采样电路501内使用的双侧斜坡采样信号1910。以四倍开关频率采样的第三阶偏移全桥INS算法如下
在时间t＝(2n-1)Ts/2xr1＝xr-d 方程式73z1＝xr1+k1I1+k2I2+k3I3方程式74y1＝Q(z1) 方程式75在时间t＝(2n-1+xr)Ts/2更新积分I3=I3+I2(xr)+I1(xr)22+(xr-y1)36-(xr-xr1)36]]>方程式76I2=I2+I1(xr)+(xr-y1)22-(xr-xr1)22]]>方程式77I1＝I1+(xr-y1)-(xr-xr1) 方程式78在时间t＝(2n-1+xr)Ts/2xr2＝1-xr-d 方程式79z2＝xr2-(k1I1+k2I2+k3I3) 方程式80y2＝Q(z2) 方程式81在时间t＝(2n)Ts/2更新积分I3=I3+I2(1-xr)+I1(1-xr)22+(y2)36-(xr2)36]]>方程式82I2=I2+I1(1-xr)+(y2)22-(xr2)22]]>方程式83I1＝I1-y2-xr2方程式84在时间t＝(2n)Ts/2xl1＝xl+d 方程式85z1＝xl1+k1I1+k2I2+k3I3方程式86y1＝Q(z1) 方程式87在时间t＝(2n+1-xl)Ts/2更新积分I3=I3+I2(1-xl)+I1(1-xl)22+(xl1-xl)36-(y1-xl)36]]>方程式88I2=I2+I1(1-xl)+(xl1-xl)22-(y1-xl)22]]>方程式89I1＝I1+(xl1-xl)-(y1-xl) 方程式90在时间t＝(2n+1-xl)Ts/2xl2＝1-xl+d 方程式91z2＝xl2-(k1I1+k2I2+k3I3) 方程式92
y2＝Q(z2)方程式93在时间t＝(2n+1)Ts/2更新积分I3=I3+I2(xl)+I1(xl)22+(1-xl2)36-(1-y2)36]]>方程式94I2=I2+I1(xl)+(1-xl2)22-(1-y2)22]]>方程式95I1＝I1+(1-xl2)-(1-y2) 方程式96方程式74、80、86和92定义输出PWM信号404D的校正占空比，其中k值对应于加权因子。方程式73-75、79-81、85-87和91-93所示的操作由都在图5中示出的差分积分块503以及求和和量化块502执行。方程式76-78、82-84、88-90和94-96所示的操作由也在图5中示出的差分积分块503执行，并且提供量化误差校504。
参照16，其示出了四倍开关频率下的第三阶偏移参考全桥INS信号的模拟功率谱密度图1800。注意，对于图16所示的第三阶例子，噪声频谱在直流和16khz处为空。输入为14kHz的全尺寸音调。通过以四倍开关频率采样，该算法允许降低开关频率，而不恶化性能。
参照图17，其示出了现有技术的单端INS输出信号的模拟输出频谱图2100。该模拟对应于图2所示的方框图。参照图18，其示出了根据本发明一方面的全桥INS输出信号的模拟输出频谱图2200。该模拟对应于图4所示的方框图，其利用例如在例子2中详述的第四阶互补全桥INS算法。
参照图17和18，纵轴以dB表示输出信号的幅度，而横轴表示直到500kHz的信号频率。通带从直流到20kHz，并且噪声在该区域内被最小化。信号是15kHz的全尺寸(full scale)信号。开关频率是375kHz。仍然参照图17和18，在与现有技术的单端INS输出信号2100相同的条件下，获得全桥INS输出信号2200，但是开关频率处的全尺寸音调被抑制。相对于现有技术的该改进允许降低对通常在功率级与负载之间采用的无源L-C低通滤波器的要求。
本发明包括一种为量化PWM信号而进行全桥积分噪声整形的方法和/或设备。本发明包括多个用于执行全桥积分噪声整形操作的算法。本领域的普通技术人员通过本公开内容可以认识到，包含在其中的方法可通过硬件(例如，通过专用集成电路)或通过软件来实现。
本发明的某些实施例允许使采样率至少翻倍，从而允许较高的性能和/或较低的开关频率。本领域的普通技术人员通过本公开内容可以认识到，本发明包括范围从非音频放大器到运动控制的应用。
在此所用的术语“一个(a或an)”被定义为一个或多于一个。在此所用的术语“多个”被定义为两个或多于两个。在此所用的术语“另一个”被定义为至少第二或更多。在此所用的术语“包含和/或具有”被定义为包括(即开放式)，在此所用的术语“耦接”被定义为连接，不过其不一定是直接的，也不一定是以机械方式。在此所用的术语“程序”或“软件”被定义为设计成在计算机系统上执行的指令序列。程序或计算机程序可包括子例程、函数、过程、对象方法、对象实现、可执行应用程序、小应用程序、小服务程序、源代码、目标代码、共享库/动态装载库和/或设计成在计算机系统上执行的其他指令序列。在此所用的短语“可从其中获得的任何整数(any integer derivable therein)”被定义为在说明书中引用的对应数之间的任何整数，并且短语“可从中获得的任何范围(any rangederivable therein)”被定义为这样的对应数内的任何范围。
所附权利要求不被解释为包括装置+功能限定，除非使用短语“用于....的装置(means for)”和/或“用于...的步骤(step for)”在给定权利要求中显式地表述这样的限定。本发明的一般(subgeneric)实施例由所附独立权利要求及其等价物限定。本发明的特定实施例由所附从属权利要求及其等价物区分。
权利要求
1.一种用于全桥积分噪声整形的方法，包括接收第一和第二参考PWM信号；将第一和第二参考PWM信号中的至少之一与量化误差校正进行求和，以获得和；量化该和，以产生第一和第二输出PWM信号；根据全桥积分噪声整形算法对第一和第二参考PWM信号与第一和第二输出PWM信号进行差分积分，以获得量化误差校正。
2.如权利要求1所述的方法，其中全桥积分噪声整形算法包括向量全桥积分噪声整形算法。
3.如权利要求1所述的方法，其中全桥积分噪声整形算法包括互补全桥积分噪声整形算法。
4.如权利要求1所述的方法，其中全桥积分噪声整形算法包括偏移参考全桥积分噪声整形算法。
5.一种用于处理PWM信号的方法，包括接收单端PWM信号；将单端PWM信号差分转换成第一参考PWM信号和第二参考PWM信号；以及对第一和第二参考PWM信号进行全桥积分噪声整形，以获得第一和第二输出PWM信号。
6.如权利要求5所述的方法，其中全桥积分噪声整形包括量化。
7.如权利要求5所述的方法，其中全桥积分噪声整形包括校正量化误差。
8.一种用于驱动全桥功率级的方法，包括通过全桥积分噪声整形来量化第一和第二脉冲调制信号，以产生第一和第二量化脉冲调制信号；采用所述第一量化脉冲调制信号驱动全桥功率级的第一侧；以及采用所述第二量化脉冲调制信号驱动全桥功率级的第二侧。
9.如权利要求8所述的方法，其中第一和第二脉冲调制信号是脉冲宽度调制信号和脉冲密度调制信号之一。
10.一种用于对脉冲调制信号执行全桥积分噪声整形量化的设备，包括单端到差分转换电路；以及全桥积分噪声整形量化电路，耦接到单端到差分转换电路。
全文摘要
本发明公开了一种用于为量化脉冲宽度调制信号而进行全桥积分噪声整形的系统和方法。根据本发明的用于全桥积分噪声整形的方法包括接收第一和第二参考PWM信号(401、402)；将第一和第二参考PWM信号与量化误差校正(504)进行求和；将该和量化成第一和第二输出PWM信号(404、405)；根据全桥积分噪声整形算法，对第一和第二参考PWM信号与第一和第二输出PWM信号进行差分积分，以获得量化误差校正。根据本发明的用于对脉冲调制信号执行全桥积分噪声整形量化的设备包括单端到差分转换电路(203)；以及全桥INS量化电路(403)，耦接到单端到差分转换电路。
文档编号H03M3/04GK1864334SQ03822971
公开日2006年11月15日 申请日期2003年8月22日 优先权日2002年9月26日
发明者帕拉伯·米德亚, 威廉·C.·罗克尼尔 申请人:飞思卡尔半导体公司